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平成２０年(行ケ)第１０２００号審決取消請求事件
平成２１年２月２６日判決言渡，平成２０年１２月２６日口頭弁論終結
判決
原告オークランドユニサービシズリミテッド
訴訟代理人弁護士井上愛朗，飯塚卓也，渡邊肇
同弁理士原島典孝，板垣孝夫，森本義弘，原田洋平，笹原敏司
被告神鋼電機株式会社
被告アシストテクノロジーズジャパン株式会社
両名訴訟代理人弁護士福田親男
同弁理士梶良之，坪内哲也
主文
原告の請求を棄却する。
訴訟費用は原告の負担とする。
この判決に対する上告及び上告受理申立てのための付加期間を３０日と定める。
事実及び理由
第１原告の求めた裁判
「特許庁が無効２００７−８００１１２号事件について平成２０年１月１６日に
した審決を取り消す」との判決。。
第２事案の概要
本件は，後記本件発明の特許権者である原告が，被告らの無効審判請求を受けた
特許庁により，本件特許を無効とする旨の審決がされたため，同審決の取消しを求
める事案である。
１特許庁における手続の経緯
(1)本件特許（甲第１５号証）
本件特許に係る出願は，特願平４−５０４１６４号特許出願（以下「原出願」と
いう）の分割出願である特願平７−８８９７６号特許出願の分割出願である特願。
２００１−２１４９１４号特許出願の分割出願である。
特許権者：オークランドユニサービシズリミテッド（原告）
発明の名称：複数の電動車両に誘導電力を分配してこれら車両を共通の軌道に「
沿って個別に走行させる誘導電力分配システム，電動車両」
出願日：平成１４年３月１５日（特願２００２−７１１２５号）
原出願の出願日：平成４年２月５日
原出願に係る優先権主張日：１９９１（平成３）年３月２６日（ニュージーラン
ド国）
設定登録日：平成１７年１０月１４日
特許番号：特許第３７２９７８７号
(2)本件手続
審判請求日：平成１９年６月８日（無効２００７−８００１１２号）
審決日：平成２０年１月１６日
審決の結論：特許第３７２９７８７号の請求項１及び２に係る発明についての「
特許を無効とする」。
審決謄本送達日：平成２０年１月２６日（原告に対し）
２本件発明の要旨
本件特許に係る発明（特許第３７２９７８７号の請求項１及び同２に係る発明で
あり，以下，請求項１に係る発明を「本件発明１，請求項２に係る発明を「本件」
発明２」といい，本件発明１と本件発明２を併せて「本件発明」という）の要旨。
は，以下のとおりである。
(1)本件発明１
【。「請求項１】つぎの事項（１）∼（17）により特定される誘導電力分配システム
（１）軌道と，一次導電路と，電源装置と，複数の電動車両を備え，各電動車両に
誘導電力を分配してこれら車両を共通の軌道に沿って個別に走行させる誘導電力分
配システムであること
（２）一次導電路は，軌道に沿って敷設されること
（３）電源装置は，一次導電路に所定周波数の交流電流を供給すること
（４）電動車両は，ピックアップと，整流平滑回路と，定電圧回路と，モータを含
む負荷とを備えること
（５）ピックアップは，コアに巻かれたピックアップコイルと，ピックアップコイ
ルに並列接続された同調コンデンサを含み，一次導電路から発生する交番磁界に結
合可能であること
（６）ピックアップコイルのインダクタンスと同調コンデンサのキャパシタンスは，
この並列回路が一次導電路から発生する交番磁界の周波数に共振するように選定さ
れること
（７）整流平滑回路は，全波整流回路と，インダクタを含むこと
（８）全波整流回路は，ピックアップコイルに発生する交流を全波整流すること
（９）インダクタは，全波整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力さ
せること
（10）定電圧回路は，ダイオードと，出力コンデンサと，電圧検出回路と，信号発
生回路と，スイッチと，スイッチ制御回路を含むこと
（11）ダイオードと出力コンデンサは，整流平滑回路の出力端間に直列接続され，
整流平滑回路の出力によって出力コンデンサが充電可能であること
（12）負荷は，出力コンデンサの両端から電力供給を受けて動作すること
（13）モータは，当該電動車両を軌道に沿って走行させること
（14）電圧検出回路は，出力コンデンサの電圧に対応した監視電圧信号を出力する
こと
（15）信号発生回路は，基準電圧信号を発生すること
（16）スイッチは，整流平滑回路の出力端間に接続されること
（17）スイッチ制御回路は，監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，
その比較結果に応じてスイッチをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さい
ほどスイッチのオン割合を大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化するこ
と」
(2)本件発明２
「請求項２】つぎの事項（21）∼（34）により特定される電動車両。【
（21）ピックアップと，整流平滑回路と，定電圧回路と，モータを含む負荷とを備
え，一次導電路付きの軌道に沿って走行する電動車両であること
（22）ピックアップは，コアに巻かれたピックアップコイルと，ピックアップコイ
ルに並列接続された同調コンデンサを含み，一次導電路から発生する交番磁界に結
合可能であること
（23）ピックアップコイルのインダクタンスと同調コンデンサのキャパシタンスは，
この並列回路が一次導電路から発生する交番磁界の周波数に共振するように選定さ
れること
（24）整流平滑回路は，全波整流回路と，インダクタを含むこと
（25）全波整流回路は，ピックアップコイルに発生する交流を全波整流すること
（26）インダクタは，全波整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力さ
せること
（27）定電圧回路は，ダイオードと，出力コンデンサと，電圧検出回路と，信号発
生回路と，スイッチと，スイッチ制御回路を含むこと
（28）ダイオードと出力コンデンサは，整流平滑回路の出力端間に直列接続され，
整流平滑回路の出力によって出力コンデンサが充電可能であること
（29）負荷は，出力コンデンサの両端から電力供給を受けて動作すること
（30）モータは，当該電動車両を軌道に沿って走行させること
（31）電圧検出回路は，出力コンデンサの電圧に対応した監視電圧信号を出力する
こと
（32）信号発生回路は，基準電圧信号を発生すること
（33）スイッチは，整流平滑回路の出力端間に接続されること
（34）スイッチ制御回路は，監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，
その比較結果に応じてスイッチをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さい
ほどスイッチのオン割合を大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化するこ
と」
３審決の理由の要点
審決は本件発明はいずれも米国特許第４９１４５３９号明細書１９９０平，，（（
成２）年４月３日特許。審判及び本訴とも甲第１号証。以下「引用例」という）。
に記載された発明及び周知技術に基づいて当業者が容易に発明をすることができた
ものであるから，本件発明に係る特許は，いずれも特許法２９条２項の規定に違反
してされたものであり，同法１２３条１項２号により無効とすべきものであるとし
た。
審決の理由中，引用例の記載事項の認定及び引用例に記載された発明の認定（以
下，引用例に記載されているものとして審決が認定した２個の発明のうち「給電，
システムに係る発明を引用発明Ａといい遠隔配置負荷に係る発明を引」「」，「」「
用発明Ｂ」という）に係る部分，本件発明１と引用発明Ａとの対比及び相違点に。
ついての判断に係る部分，本件発明２と引用発明Ｂとの対比及び相違点についての
判断に係る部分は，次のとおりである（略称を本判決の指定したものに改めた部分
及び審決内で審決の他の箇所の記載を引用する際の当該引用箇所の符号を本判決の
ものに改めた部分がある。。）
(1)引用例の記載事項の認定
「引用例には，図面と共に次の事項が記載されている・・・。
ａ『Thewirelesspowerdistributionsystem・・・aconstantvoltageacrossitsloa）
d.（訳：上記特許記載の非接触給電システムは更に開発が行われ，現在では，直列共振給電線
を駆動する正確に制御された定電流源が含まれる。ピックアップコイルの相互インダクタンス
が，給電線内で直列に現れるため，定電流源は，相互インダクタンスおよび負荷が一定である
限りにおいてのみ，ピックアップコイル出力での電圧を一定に保持することができる。一方，
相互インダクタンスは，給電線とピックアップコイル間の距離に反比例しており，その距離も
大幅に変動する可能性がある。更に，娯楽・乗客サービスシステムにより各ピックアップコイ
ルに加えられる電気負荷も，比較的広範囲に変動することもありえる。これら可変パラメータ
が存在することから，各ピックアップコイルの負荷を横断して電圧を一定に保持するため，該
コイル用に調整器を設置する必要がある（１欄５０∼６６行）。）』
ｂ『Inapowersupplysystem・・・asolid-statevoltageregulator.（訳：ピックア）
ップ回路に共振的かつ誘導的に結合される交流信号を生成する電源を有する給電システムにお
いて，ピックアップ回路出力上の直流電圧を所定レベルに調整する装置が提供される。この装
置には，次の手段が含まれる。ピックアップ回路出力に接続され，所定レベルよりかなり低い
。，，調整基準電圧を生成する手段ピックアップ回路出力に接続され直流電圧関数として変化し
直流電圧より低い比較電圧を生成するよう動作する分圧器手段。調整基準電圧と比較電圧間の
差関数として変化する信号を生成する比較器手段。比較器手段からの信号を受信するよう接続
され，ピックアップ回路を通って流れる電流が，その回路内で循環し，信号関数として変化す
る期間は出力されないよう電流を分路させる分路手段。
分圧器手段は，可変分圧器ネットワークを備え，また比較電圧を調整し，それによりピック
アップ回路出力上の直流電圧レベルを判定する手段を含む。更に，ピックアップ回路には，ピ
ックアップ回路結合の交流信号を整流し，それにより整流電流を生成する手段と整流電流の濾
波を行い，直流電圧を生成する手段が含まれる。
分路手段は，比較器手段からの信号で判定される期間，整流電流のショートを行うよう接続
される半導体スイッチを備えることが好ましい。交流信号は，ゼロ電圧レベルを通過し，ピー
ク正・負電圧レベル間で定期的に変化し，半導体スイッチで整流信号がショートする期間は，
一般に，交流信号がゼロ電圧レベルにあるとき開始される。半導体スイッチにより，ほぼゼロ
電圧レベルで状態が変化するため，そのスイッチングで，電磁干渉はほとんど起こらない。調
整基準電圧の生成手段には，半導体電圧調整器が備えられる（２欄１５∼５６行）。）』
ｃ『Asnotedabove・・・above-referencedpatent.（訳：上述のように，航空機座席内）
設置の負荷に対して，電力と通信信号を分配するシステムが，共通譲受米国特許第４４２８０
７８号に詳細に開示されている。この特許に関して，ここで参照という形でその開示内容全体
を具体的に記載する。本発明は，前記参照の配電システムを更に発展させたものである。好適
実施例では，本発明は，複数の遠隔配置負荷，具体的には航空機キャビン内の乗客座席グルー
プ内に設置の乗客娯楽・サービスシステムのそれぞれの貯蔵部分に加えられる電圧の調整提供
を対象とする。乗客娯楽・サービスシステムが要する直流電力は，多重巻ピックアップコイル
を通して提供される。このコイルは，前記参照特許で開示されるように，給電線に近接して，
各座席グループの基部に配置される（３欄９∼２５行）。）』
ｄ『Supplyloop68・・・thesupplyloop.（訳：給電線６８は，参照米国特許第４４２）
８０７８号に記載の図１∼４に示す給電線２６に関し，その構成と同様の構成で，航空機キャ
ビンの床内に設置される・・・中略・・・図１に示すように，通常のピックアップコイル。（）
は多数巻コイル７０を備える。システム内の他のピックアップコイル（図示せず）も，それぞ
れ給電線に誘導結合される多数巻コイルを備える（４欄６４行∼５欄１７行）。）』
ｅ『InFIG.2・・・thatresistortolead110.（訳：図２において，配電システムで使）
用される調整器回路７２が示されている。調整器回路７２は複数の調整器回路よりなり，各回
路は座席グループ内に配置され，グループ各座席内に設置の娯楽システム・乗客サービスシス
テムに供給される電圧を調整するよう動作する。ピックアップコイル７０は，共振タンク回路
内でリード７４，７６を通り，３個の並列コンデンサ７８，８０，８２に接続される。コンデ
ンサ７８，８０，８２の代わりに，それらの静電容量合計と等しい静電容量を有する単一コン
デンサも使用できる。だが，共振タンク回路の各コンデンサでの散逸電力が極めて大きくなる
ため，３個以上の並列コンデンサを使用することが好ましい。ピックアップコイル７０と給電
（），。線６８図１参照間の誘導結合のため周波数３８ｋＨｚで電流がタンク回路内を循環する
好適実施例では，循環電流は負荷なし条件下でおよそ８アンペアであり，その中のおよそ２ア
ンペアが接続負荷への電力供給に利用可能である。
リード７４も，ショットキー・ダイオード８４の陽極に接続される。ショットキー・ダイオ
ードの陰極は，リード８６を介し，インダクタ（チョーク）８８の一方側，およびツェナー・
ダイオード９０の陰極に接続される。リード８６も，コンデンサ９４と直列の抵抗器９２に接
続され，コンデンサの他方側はリード７６に接続される。Ｎチャンネル電界効果トランジスタ
（），，ＦＥＴ９６はそのドレインがリード８６に接続されそのソースがリード７６に接続され
ツェナー・ダイオード９０と並列に配置される。ＦＥＴのドレインは，リード９８を通り，ダ
イオード１００の陰極に接続される。
インダクタ８８の他方端はリード１０２を通り，ＰＮＰトランジスタ１０８のコレクタと直
列の抵抗器１０４の一方側に接続される。トランジスタ１０８のコレクタはリード１０６を通
り，ＮチャンネルＦＥＴ９６のゲートに接続され，該トランジスタのエミッタは，リード７６
に接続され，そのベースがリード１１０を通って，ダイオード１００の陽極と，コンデンサ１
１２の一方側に接続される。コンデンサ１１２の他方側は，リード７６に接続される。リード
１１０も，抵抗器１１４に接続され，抵抗器の他方側は，リード１１６を通りリード７４に接
続される。
フィルタ・コンデンサ１１８は，リード７６と１０２との間に接続される。また，電圧分圧
器ネットワークは，可変抵抗器１２４に直列接続される２個の固定抵抗器１２０，１２２を備
え，リード７６と１０２との間に伸びる。固定抵抗器１２２と可変抵抗器１２４間の共通接続
は，可変抵抗器上のワイパアーム１２６に接続される。固定抵抗器１２０と１２２との間の共
，，（）。通接続はリード１３２を通して演算増幅器オペアンプ１３４の反転入力に接続される
リード１０２は＋Ｖ出力端子１２８で終了し，リード７６は接地出力端子１３０で終了する。
リード１３６は，電圧調整器とリード７６間に接続されるリード１４０を通して接地するよ
う参照される電圧調整器１３８の入力に接続される。好適実施例では，電圧調整器１３８が５
Ｖの直流調整出力を生成し，この出力は，リード１４２を通り，オペアンプ１３４の非反転入
力に接続される・・・中略・・・オペアンプ１３４の出力電位はリード１４８を通って，。（）
抵抗器１５６の一端に送られ，そしてこの抵抗器を通ってリード１１０に送られる（５欄。）』
１８行∼６欄２６行）
ｆ『Operationofregulatorcircuit72・・・solid-stateswitching.（訳：調整器回路）
７２の動作は，次の説明から容易に理解できる。つまり，ピックアップコイル７０および並列
コンデンサ７８，８０，８２を備えるタンク回路は，給電線６８からピックアップコイル７０
に誘導結合される電力周波数３８ｋＨｚで共振する。タンク回路内の循環電流により，リード
７４，７６を横切って正弦波交流電位が生じる。ショットキー・ダイオード８４によって，リ
ード７４から正の電流がリード８６に流れ，交流電位の負の半分がブロックされる。Ｎチャン
ネルＦＥＴ９６内のツェナー・ダイオード９０と内部ダイオード（別途参照せず）により，リ
ード７４，７６上での交流電位の他半周期間に，リード７６からリード８６へ，正進行電流が
送られる。これにより，電流は，インダクタ８８を通って途切れることなく流れることが可能
。，，となるＮチャンネルＦＥＴ９６はリード７６からリード８６内への正電流フローに関して
より低い順インピーダンスを有するため，この方向での電流フローの大部分は，ツェナー・ダ
イオード９０ではなく，ＮチャンネルＦＥＴ９６を通って流れる。ＮチャンネルＦＥＴ９６が
ＯＮ操作されると，リード７６からリード８６に正電流が送られる。好適実施例では，ツェナ
ー・ダイオード９０により，リード８６とリード７６間の電圧差がおよそ４０Ｖに制限され，
それによりＮチャンネルＦＥＴ９６が，その定格電圧限度を超えるドレイン∼ソース電圧から
保護されることになる。
，。抵抗器９２およびコンデンサ９４はスナッバ・フィルタとして調整器回路内で使用される
このスナッバ・フィルタにより，ＮチャンネルＦＥＴ９６が導電状態と非導電状態間でスイッ
チングされる時に生成される無線周波数（ＲＦ）騒音が，ピックアップコイル７０から給電線
６８内に伝播返却されることはない。実際には，抵抗器９２およびコンデンサ９４は任意に設
置されるものであり，ＮチャンネルＦＥＴ９６が生成するＥＭＩが潜在的問題と考えられない
適用例では回路から排除されることが好ましい注１：アンダーラインは当審判決注：審，。（（「
判合議体」を指す）で付した）しかし，航空機での使用では，調整器回路内でのＥＭＩを減。。
少させるため，適切なあらゆる予防措置が通常取られる。これは，航空電子システム内で使用
される通信機器および他の高感度電子装置の破壊を避けるためである。
，，，インダクタ８８ではリード８６上の半波整流波形とコンデンサ１１８による濾波の結果
出力端子１２８１３０を横断して発生する直流電圧間にインピーダンスが挿入される注，，。（
２：アンダーラインは当審（判決注：審判合議体」を指す）で付した）好適実施例では，「。。
出力電圧は，前もって定められ，通常８Ｖ直流に設定される。非調整の場合の出力電圧は，給
電線６８とピックアップコイル７０間での誘導結合の変化および負荷電流の変化が生ずるた
め，かなりの変動を受ける可能性がある。誘導結合変化は，乗客が機内持ち込み荷物をピック
アップコイル上に置き，あるいは足で押すと，ピックアップコイルと給電線６８間の物理的距
離が減少し，その時に生ずる可能性がある。調整器回路７２では，出力端子１２８，１３０を
横断する電圧が調整される。この電圧調整は，リード７４上での３８ｋＨｚ正弦波交流電位の
各周期中の短期間，ＮチャンネルＦＥＴ９６を通る電流を分路することにより行われる。Ｎチ
ャンネルＦＥＴが電流分路を開始するのは，リード７４上の電位がゼロ交差を通過し，波形の
正側から負側に進む時のみである。ＮチャンネルＦＥＴ９６が電流を分略する期間は，出力を
所望の公称レベルに維持するよう制御される。
図３は，ＮチャンネルＦＥＴ９６が，各周期毎に一度スイッチＯＮされる時間に関し，リー
ド８６上における電位波形２００を示す・・・中略・・・どのような調整も行われない場。（）
合，波形２００は波形セグメント２０２に代わって，破線波形セグメント２０４に従い，半波
形整流信号特性の波形を備えるであろう。
調整器回路７２（図２参照）は，１６ワットの定格出力電力で，出力端子１２８，１３０か
ら，リードに対して２アンペア超の出力電流を提供可能である。出力端子１２８，１３０に加
えられる負荷により，負荷供給の電流がおよそ２−１／２アンペアを超える場合，ピックアッ
プコイル７０およびコンデンサ７８，８０，８２を備える共振タンク回路が共振を停止し，そ
れにより出力端子１２８，１３０を横切る電圧が急激に降下し，タンク回路内の共振電流フロ
ーがほぼ停止する。この理由から，出力端子１２８，１３０を通る短絡電流は，およそ２５ミ
リアンペアに制限される。調整器回路７２は，出力端子１２８，１３０に定格最大負荷が取り
付けられても，ＮチャンネルＦＥＴ９６により，少なくとも各周期毎，短い間隔で電流が分路
される。これにより，ピックアップコイル７０と給電線６８間の誘導結合が変化する時，出力
電圧が調整される。
ＮチャンネルＦＥＴ９６が電流分路の役割を果たす時間は，電圧調整器１３８生成の電圧に
対して制御される。好適実施例では，電圧調整器１３８の出力は５Ｖ直流であるため，固定抵
抗器１２０，１２２および可変抵抗器１２４を備える電圧分圧器ネットワークの構成要素は，
所望の公称８Ｖ直流（または，他の適当な）出力電圧が出力端子１２８，１３０を横断し現れ
る時，リード１３２上に公称５Ｖ直流を生成するよう選択および調整される。可変抵抗器１２
４により，比較的広範な範囲内，例えば，６∼１２Ｖ直流で，出力端子１２８，１３０上での
調整電圧の調整が可能となる。これは，調整電圧がリード１３２上の電圧分圧器ネットワーク
出力電圧に対し，制御されるからである。
オペアンプ１３４は，リード１３２上で発生の電圧と，リード１４２上の電圧調整器１３８
からの電圧出力との比較を行う。リード１３２接続のオペアンプ反転入力上の電位がリード１
，，。４２接続の非反転入力上の電圧より低い場合オペアンプ１３４は正の出力電圧を生成する
オペアンプ１３４のフィードバック・ネットワークは，比較的高い値のフィードバック抵抗器
１４６（好適実施例では，１メガオーム）を備え，その入力インピーダンスがはるかに低いた
め，オペアンプ１３４のゲインが，比較的高くなる。その出力電圧は，オペアンプの反転入力
電位が非反転入力電位よりわずかに低い時でも，＋Ｖｃｃに近くなる。オペアンプ１３４から
の正出力電圧は，抵抗器１５６が電流を制限し，リード１１０を通ってトランジスタ１０８の
ベースに加えられる。トランジスタ１０８のベースは，リード７６を通して接地されるエミッ
タより正側であるため，トランジスタ１０８は飽和する。トランジスタ１０８が飽和すると，
トランジスタ１０８のエミッタおよびＮチャンネルＦＥＴ９６のゲートに接続されるリード１
０６上の電位が，約ゼロ，または接地まで降下する。ＮチャンネルＦＥＴ９６のゲートがトラ
ンジスタ１０８を通って接地されると，それは『ＯＦＦ状態』に維持され，リード８６からリ
ード７６への正電流の流れがブロックされる。
出力端子１２８上の電圧が所望の公称レベルを超えて上昇すると，出力端子１２８上の電圧
から派生するリード１３２の電圧も，リード１４２上の電圧調整器１３８からの電圧出力を超
。，。えて上昇するその結果オペアンプ１３４がほぼゼロの出力電圧レベルを有することになる
リード７４上の正弦波交流電位がゼロポイントを通り正から負に横切ると，トランジスタ１０
８ベースの電位が接地に対して負となり，その結果トランジスタ１０８が『ＯＦＦ操作』され
る。つまり，そのコレクタとエミッタ接合間での電流フローが停止する。リード１０６は抵抗
器１０４を通してリード１０２上の＋Ｖ電位に接続されるためＮチャンネルＦＥＴ９６がＯ，『
Ｎ操作』され，それによりリード８６からリード７６に正電流が分路され，出力端子１２８で
の直流電圧が減少する。出力端子１２８，１３０横断の電圧は所望のレベルに降下し，その結
果，オペアンプ１３４反転入力に接続されるリード１３２上の電位が，電圧調整器１３８から
の電位より低くなる。このような状態が起こると，オペアンプ１３４は，直ちに正電圧生成を
開始する。この正電圧はトランジスタ１０８のベースに加えられ，やがて抵抗器１１４を通っ
て提供される負電圧を超えることになる。抵抗器１１４の抵抗は，抵抗器１５６のおよそ５倍
に設定される。よって，リード７４上の正弦波交流電位がほとんど負の部分の期間でも，オペ
アンプ１３４からの正電流フローはトランジスタ１０８ベース上の電位を正に駆動することに
なる。
ＮチャンネルＦＥＴ９６がリード８６からリード７６に正電流を伝えるのは，リード７４上
の正弦波波形が負から正に進む時，つまり周期毎に一回のみであるのは明らかであろう。リー
ド７４上の正弦波波形の正半分側の期間では，遅延ｔ３後トランジスタ１０８がＯＮ操作され
る。この操作は，抵抗器１１４を通しトランジスタベースに伝えられるリード７４上の電位，
または抵抗器１５６を通りベースに達するオペアンプ１３４からの出力のどちらかにより行わ
れる。オペアンプ１３４が正出力を生成していない時，抵抗器１１４，１５６はリード７４上
に存在する正電位用に電圧分圧器回路として動作する。これにより，トランジスタ１０８ベー
スがエミッタに対して正となることが保証される。このような状態により，トランジスタ１０
８は前述のように導電となり，それによりＮチャンネルＦＥＴ９６がリード８６からリード７
６への正電流フローを阻止することになる。
ダイオード１００は・・・中略・・・遅延ｔ５（図３参照）も与えられる。（）
オペアンプ１３４の・・・中略・・・電解コンデンサ１５０を保護する。（）
調整器回路７２は，給電線６８とピックアップコイル７０間の誘導結合および出力端子１２
８，１３０に接続されている負荷の両方に関して，比較的広範囲の調整を行う。Ｎチャンネル
ＦＥＴ９６による分路作用は，負荷に加えられる出力電圧を調整するよう，各波形の一部期間
のみ行われ，過度の電流分路による電力消費は起こらない。更に，調整器回路７２は，前記の
ように，過度の負荷電流が引き込まれると短絡により出力電圧が降下するため，短絡保護され
る。ＮチャンネルＦＥＴ９６はリード７４上の電位がゼロ交差点でのみ電流分路を行うようＯ
Ｎ操作されるため，生じるＥＭＩは最小となる。半導体スイッチングにより生じるＲＦ騒音の
ほとんどを濾過排除するため抵抗器９２およびコンデンサ９４を任意に設けてもよい６，。）』（
欄２７行∼９欄４６行）
ｇ『Theembodimentsoftheinvention・・・atazerovoltagelevel.（訳：独占権ま）
たは特権を請求する本発明の実施例は，以下の通り定義される。
【特許請求の範囲】
【請求項１】ピックアップ回路に共振的および誘導的に結合される交流信号を生成する電源
を有する給電システムにおいて，前記ピックアップ回路出力上で直流電圧を所定レベルに調整
する装置であり，
（ａ）前記ピックアップ回路出力に接続され，前記所定レベルよりかなり低い調整基準電圧
を生成する手段と；
（ｂ）前記ピックアップ回路出力に接続され，前記ピックアップ回路からの直流電圧出力関
数として変化し，前記直流電圧より低い比較電圧を生成する分圧器手段と；
（ｃ）前記基準電圧と前記比較電圧間の差関数として変化する信号を生成する比較器手段と
；
（ｄ）前記比較器手段からの信号を受信するよう接続され，前記信号の関数として交流信号
の周波数程でしかない低い周波数で変化する期間，電流が前記ピックアップ回路内で循環し，
出力されないように，前記ピックアップ回路を流れる電流を周期的に分路する手段とを備える
ことを特徴とする装置。
【】，，請求項２前記分圧器手段が可変電圧分圧器ネットワークを備え前記比較電圧を調整し
それにより前記ピックアップ回路出力上の前記直流電圧レベルを判定する手段を含むことを特
徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項３】前記ピックアップ回路が前記ピックアップ回路接続の交流信号を整流し，それ
により整流電流を生成する手段と，前記整流電流を濾波し，それにより直流電圧を生成する手
段とを含むことを特徴とする請求項１に記載の装置。
【請求項４】前記分路手段が前記比較器手段からの信号で判定される期間，前記整流電流を
ショートさせるよう接続される半導体スイッチを備えることを特徴とする請求項３に記載の装
置。
【請求項５】前記半導体スイッチが前記整流電流をショートさせる期間は，前記整流電流が
ほぼゼロ電圧レベルにある時に開始することを特徴とする請求項４に記載の装置（９欄５。）』
５行∼１０欄３２行）
ｈ）また，ＦｉＧ．２．には，ショットキー・ダイオード８４の半波整流回路と該半波整流
回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力させるインダクタ８８とからなる整流平滑回
路が示されている」。
(2)引用発明Ａ及び引用発明Ｂの認定
「これらの記載事項及び図示内容を総合すると，引用例には次の２つの発明が記載されている
と認められる。
（引用発明Ａ）
『つぎの事項により特定される誘導的に結合される給電システム。
・給電線６８と，交流信号を生成する電源と，複数の遠隔配置負荷を備え，各遠隔配置負荷
に誘導電力を分配してこれら遠隔配置負荷を動作させる誘導的に結合される給電システムであ
ること
・給電線６８は，床内に設置されること
・交流信号を生成する電源は，給電線６８に３８ｋＨｚの交流電流を供給すること
・遠隔配置負荷は，共振タンク回路と，整流平滑回路と，出力電圧を所定レベルに調整する
回路と，電気負荷とを備えること
・共振タンク回路は，多重巻のピックアップコイル７０と，ピックアップコイル７０に並列
接続された並列コンデンサ７８，８０，８２を含み，給電線６８に誘導結合可能であること
・ピックアップコイル７０のインダクタンスと並列コンデンサ７８，８０，８２のキャパシ
タンスは，この並列回路が給電線６８に供給される交流電流の３８ｋＨｚに共振するように選
定されること
・整流平滑回路は，ショットキー・ダイオード８４の半波整流回路と，インダクタ８８を含
むこと
・半波整流回路は，ピックアップコイル７０に発生する交流を半波整流すること
・インダクタ８８は，半波整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力させること
・出力電圧を所定レベルに調整する回路は，コンデンサ１１８と，分圧器手段と，調整基準
電圧を生成する手段と，ＮチャンネルＦＥＴ９６と，ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段
を含むこと
・コンデンサ１１８は，整流平滑回路の出力端間に接続され，整流平滑回路の出力によって
コンデンサ１１８が充電可能であること
・電気負荷は，コンデンサ１１８の両端から電力供給を受けて動作すること
・分圧器手段は，コンデンサ１１８の電圧を分圧した分圧電圧を出力すること
・調整基準電圧を生成する手段は，調整基準電圧を発生すること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６は，半波整流回路の出力端間に接続されること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するととも
に，その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧電圧が
調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波整流回路の出力電
流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調整すること，』
（引用発明Ｂ）
『つぎの事項により特定される遠隔配置負荷。
・共振タンク回路と，整流平滑回路と，出力電圧を所定レベルに調整する回路と，電気負荷
とを備えること
・共振タンク回路は，多重巻のピックアップコイル７０と，ピックアップコイル７０に並列
接続された並列コンデンサ７８，８０，８２を含み，給電線６８に誘導結合可能であること
・ピックアップコイル７０のインダクタンスと並列コンデンサ７８，８０，８２のキャパシ
タンスは，この並列回路が給電線６８に供給される交流電流の３８ｋＨｚに共振するように選
定されること
・整流平滑回路は，ショットキー・ダイオード８４の半波整流回路と，インダクタ８８を含
むこと
・半波整流回路は，ピックアップコイル７０に発生する交流を半波整流すること
・インダクタ８８は，半波整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力させること
・出力電圧を所定レベルに調整する回路は，コンデンサ１１８と，分圧器手段と，調整基準
電圧を生成する手段と，ＮチャンネルＦＥＴ９６と，ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段
を含むこと
・コンデンサ１１８は，整流平滑回路の出力端間に接続され，整流平滑回路の出力によって
コンデンサ１１８が充電可能であること
・電気負荷は，コンデンサ１１８の両端から電力供給を受けて動作すること
・分圧器手段は，コンデンサ１１８の電圧を分圧した分圧電圧を出力すること
・調整基準電圧を生成する手段は，調整基準電圧を発生すること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６は，半波整流回路の出力端間に接続されること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するととも
に，その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧電圧が
調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波整流回路の出力電
流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調整すること」』
(3)本件発明１と引用発明Ａとの対比
「本件発明１と引用発明Ａとを比較すると，その機能・作用からみて，後者における『誘導的
』『』，，に結合される給電システムが前者における誘導電力分配システムに相当し以下同様に
『給電線６８』が『一次導電路』に『交流信号を生成する電源』が『電源装置』に『３８ｋ，，
Ｈｚ』が『所定周波数』に『共振タンク回路』が『ピックアップ』に『出力電圧を所定レベ，，
ルに調整する回路』が『定電圧回路』に『電気負荷』が『負荷』に『並列コンデンサ７８，，，
８０，８２』が『同調コンデンサ』に『給電線６８に誘導結合可能』が『一次導電路から発，
生する交番磁界に結合可能』に『給電線６８に供給される交流電流の３８ｋＨｚ』が『一次，
導電路から発生する交番磁界の周波数にコンデンサ１１８が出力コンデンサに分』，『』『』，『
圧器手段が電圧検出回路に調整基準電圧を生成する手段が信号発生回路にＮ』『』，『』『』，『
チャンネルＦＥＴ９６がスイッチにＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段がス』『』，『』『
イッチ制御回路』に『コンデンサ１１８の電圧を分圧した分圧電圧』が『出力コンデンサの，
電圧に対応した監視電圧信号』に『調整基準電圧』が『基準電圧信号』に『ＯＮ−ＯＦＦ切，，
替操作』が『オンオフ切替動作』に，それぞれ相当している。
そして，後者の『多重巻のピックアップコイル７０』は，ピックアップコイルがコアに多重
に巻かれているのが普通であるから，前者の『コアに巻かれたピックアップコイル』に相当す
るといえる。
さらに，前者の『負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合を大きくさせて出力コン
』，（）【】デンサの電圧を定電圧化するとは本件特許明細書甲第１５号証参照の段落００３２
の『出力負荷（１４１１６）による消費電力が小さいと，出力コンデンサ（１４１１５）から
出力負荷（１４１１６）に流れる出力電流が小さいので（ゼロも含む，出力コンデンサ（１）
４１１５）の電圧が基準値より大きくなる傾向を示し，これに対応してスイッチ制御回路（１
４１１７（１４１２３）はスイッチ（１４１１３）のオン割合を大きくする。すると，ピッ）
クアップコイル（１４１１１）に生じる交流電圧が低下し，よって整流平滑回路の直流出力電
圧が低下し，出力コンデンサ（１４１１５）の充電電流が減少する（ゼロも含む。つまり，）
出力負荷（１４１１６）に流れる小さな出力電流に見合うように充電電流を減少させる自動制
御が働き，出力コンデンサ（１４１１５）の電圧が定電圧化する』なる記載からみて，負荷。
の消費電力が小さいことに対応して出力コンデンサの電圧が基準値より大きい場合にスイッチ
のオン割合を大きくして出力コンデンサの電圧を定電圧化することを意味するものと解される
から，後者の『分圧電圧が調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作
して半波整流回路の出力電流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調
整する』態様は，前者の『負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合を大きくさせて出
力コンデンサの電圧を定電圧化する』態様に相当する。
また，後者における『遠隔配置負荷』と前者における『電動車両』は『被電力供給体』な，
る概念で共通し，後者の『遠隔配置負荷を動作させる』態様と前者の『車両を共通の軌道に沿
って個別に走行させる』態様とは『被電力供給体を駆動させる』との概念で共通し，後者の，
『，』『，』給電線６８は床内に設置される態様と前者の一次導電路は軌道に沿って敷設される
態様とは『一次導電路は，所定箇所に敷設される』との概念で共通し，後者の『半波整流回，
路』と前者の『全波整流回路』とは『整流回路』との概念で共通し，後者の『Ｎチャンネル，
ＦＥＴ９６は，半波整流回路の出力端間に接続される』態様と前者の『スイッチは，整流平滑
回路の出力端間に接続される』態様とは『スイッチは，整流回路で整流された後の出力端間，
に接続される』との概念で共通している。
したがって，両者は，
『つぎの事項により特定される誘導電力分配システム。
一次導電路と，電源装置と，複数の被電力供給体を備え，各被電力供給体に誘導電力を分配
してこれら被電力供給体を駆動させる誘導電力分配システムであること
一次導電路は，所定箇所に敷設されること
電源装置は，一次導電路に所定周波数の交流電流を供給すること
被電力供給体は，ピックアップと，整流平滑回路と，定電圧回路と，負荷とを備えること
ピックアップは，コアに巻かれたピックアップコイルと，ピックアップコイルに並列接続さ
れた同調コンデンサを含み，一次導電路から発生する交番磁界に結合可能であること
ピックアップコイルのインダクタンスと同調コンデンサのキャパシタンスは，この並列回路
が一次導電路から発生する交番磁界の周波数に共振するように選定されること
整流平滑回路は，整流回路と，インダクタを含むこと
整流回路は，ピックアップコイルに発生する交流を整流すること
インダクタは，整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力させること
定電圧回路は，出力コンデンサと，電圧検出回路と，信号発生回路と，スイッチと，スイッ
チ制御回路を含むこと
出力コンデンサは，整流平滑回路の出力端間に接続され，整流平滑回路の出力によって出力
コンデンサが充電可能であること
負荷は，出力コンデンサの両端から電力供給を受けて動作すること
電圧検出回路は，出力コンデンサの電圧に対応した監視電圧信号を出力すること
信号発生回路は，基準電圧信号を発生すること
スイッチは，整流回路で整流された後の出力端間に接続されること
スイッチ制御回路は，監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，その比較結果に
応じてスイッチをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合を
大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化すること』
である点で一致し，次の点で相違する。
［相違点１］
被電力供給体に関し，本件発明１が『軌道』を備え『車両を共通の軌道に沿って個別に走，，
行させる』ものであり，一次導電路が『軌道に沿って』敷設され，かつ『モータを含む』負，
荷を備えた『電動車両』であると共に『モータは，当該電動車両を軌道に沿って走行させる，
こと』としているのに対し，引用発明Ａは，かかる特定がなされていない点。
［相違点２］
整流回路に関し，本件発明１が『全波整流回路』であり，ピックアップコイルに発生する，
交流を『全波整流』するものであるのに対し，引用発明Ａは『半波整流回路』であり，同交，
流を『半波整流』するものである点。
［相違点３］
本件発明１が，定電圧回路に『ダイオード』を含むものであり『ダイオード』と出力コン，
デンサは，整流平滑回路の出力端に『直列』接続されるとしているのに対し，引用発明Ａは，
かかるダイオードを備えていない点。
［相違点４］
整流回路で整流された後の出力端間に接続されるスイッチに関し，本件発明１が『整流平，
滑回路』の出力端間，即ち『インダクタ』を介した後で出力コンデンサの直前の出力端間に，
，，『』，，『』接続されるものであるのに対し引用発明Ａは整流回路の出力端間即ちインダクタ
を介する前の出力端間に接続されるものである点」。
(4)本件発明１と引用発明Ａとの相違点についての判断
「上記相違点について以下検討する。
・相違点１について
甲第８号証ないし甲第１０号証（判決注：本訴甲第８∼第１０号証）に開示されているよう
に，非接触給電システムを，軌道に沿ってモータで走行させる電動車両に適用することは周知
技術である。
そして，引用例の摘記事項『ａ』を参酌すれば，引用発明Ａの本質的な課題は，非接触給）
電システムにおける負荷が比較的広範囲に変動してもピックアップコイル出力での電圧を一定
に保持する調整器の設置にあることが窺われるところであり，上記周知技術においても，引用
発明Ａと同様の課題が生ずることは明らかである。
また，引用発明Ａにおいて，被電力供給体は誘導電力分配が可能な範囲内で当業者が適宜選
定し得るものといえる。
そうすると，非接触給電システムの技術分野に属する引用発明Ａにおいて，上記周知技術を
踏まえれば，被電力供給体として上記の電動車両を選定することにより相違点１に係る本件発
明１の構成とすることは，かかる選定に際し格別な技術的困難性が何等認められない以上，当
業者が容易に想到し得たものというべきである。
・相違点２について
整流回路を全波整流回路とするか半波整流回路とするかは，当業者が必要に応じて適宜選択
し得る設計的事項であるから，引用発明Ａにおいて，半波整流回路を全波整流回路に改変する
ことにより相違点２に係る本件発明１の構成とすることは，かかる改変に際し格別な技術的困
難性が何等認められない以上，当業者にとって容易であり，また，それにより格別な効果が奏
されるともいえない。
・相違点３及び４について
本件発明１においては，スイッチが『インダクタ』を介した後で出力コンデンサの直前の出
力端間に接続されているためスイッチがオンした時に出力コンデンサの放電を防止させるダ，『
イオード』の存在が必要となっているものと解される。
一方，引用発明Ａにおいては，スイッチ（ＮチャンネルＦＥＴ９６）が『インダクタ』を介
する前の出力端間に接続されているものであり『インダクタ』が，整流回路の出力電流を平，
滑する機能のみならず出力コンデンサコンデンサ１１８からの放電を防止し得る機能引，（）（
用例の摘記事項『ｆ』の中のアンダーラインを付した箇所（注２の部分）の記載参照）をも）
有するものであるといえる。
そして，引用発明Ａにおいて，スイッチを『インダクタ』を介する前の出力端間に接続す，
るか『インダクタ』を介した後の出力端間に接続するかは，当業者が必要に応じて適宜選定，
し得る設計的事項であり，後者の接続を選定した場合には，スイッチが出力コンデンサの直前
の出力端間に接続されることから，出力コンデンサからの放電を防止するための回路素子が別
途必要となることも容易に理解されるところである。
また，甲第３号証ないし甲第７号証（判決注：本訴甲第３∼第７号証）に開示されているよ
うに，電源回路の分野において，スイッチがオンした時に出力コンデンサの放電を防止させる
ダイオードを使用すること自体は周知技術である。
，，『』，，そうすると引用発明Ａにおいてスイッチをインダクタを介した後の出力端間即ち
出力コンデンサの直前の出力端間に接続する際に，上記周知技術を加味することにより，相違
点３及び４に係る本件発明１の構成とすることは，かかる構成とする上での格別な技術的困難
性が何等認められない以上，当業者が容易に想到し得えたものというべきであり，また，それ
により格別な効果が奏されるともいえない。
そして，本件発明１の全体構成により奏される効果も，引用発明Ａ及び上記周知技術から当
業者が予測し得る範囲内のものである。
なお，被請求人は答弁書において，本件発明１では一次導電路に帰還するインピーダンスが
負荷の消費電力が小さい場合に小さくなるので，消費電力の小さい負荷が原因で一次導電路に
電流を流しにくくなるという現象の発生を回避できるとの効果を奏する旨主張している。
ところで，本件特許明細書（甲第１５号証（判決注：本訴甲第１５号証。本件特許に係る掲
載公報）参照）の段落【００３３】には『出力負荷（１４１１６）による消費電力が小さい，
場合スイッチ１４１１３のオン割合が大きくなることによってピックアップコイル１，（），（
４１１１）に生じる交流電圧・電流が減少する。ピックアップコイル（１４１１１）に流れる
交流電流が減少すると，この交流電流の誘導作用により一次導電路に帰還するインピーダンス
が小さくなる』と記載されている。。
本件特許明細書の上記記載を踏まえれば，負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合
を大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化する引用発明Ａにおいても，スイッチのオン
，，割合が大きくなることによってピックアップコイルに生じる交流電流が減少することになり
この交流電流の誘導作用により一次導電路に帰還するインピーダンスが小さくなるといわざる
をえないから，被請求人の主張する上記と同様の効果を奏するものと解される。
さらに，被請求人は答弁書において，引用発明Ａにおいて本件発明１のスイッチ制御回路に
置換することが周知技術に基づいて容易想到であると仮定したとしても，そのように置換した
のでは『生じるＥＭＩは最小となる』という重要な技術要件に適合しなくなってしまうため，
かかる置換には明白な阻害要因が存在する旨主張している。
ところで，引用例については以下の点が明らかである。
第一に，引用例の摘記事項『ａ』を参酌すれば，引用発明Ａの本質的な課題は，非接触給）
電システムにおける負荷が比較的広範囲に変動してもピックアップコイル出力での電圧を一定
に保持する調整器の設置にあることが窺えること。
第二に，引用例の摘記事項『ｆ』の中のアンダーラインを付した箇所（注１の部分）の記）
載によれば，引用発明Ａの適用例としては，ＥＭＩを考慮しなくてよいものが含まれていると
解されること。
第三に，引用例の摘記事項『ｇ』を参酌すれば，ＥＭＩを最小とするための構成は請求項）
５に記載されてはいるものの，請求項１∼４に係る発明の必須の構成要件としては含まれてい
ないこと。
以上の点を踏まえれば，ＥＭＩを最小にするための構成は引用発明Ａの必須の構成要件とし
て認定する必要のないものであると共に，ＥＭＩを最小にすることが引用発明Ａの解決課題で
あるともいえないから，引用発明Ａにおいて本件発明１のスイッチ制御回路に置換する際に格
別の阻害要因が存在するとはいえず，被請求人の上記主張は到底採用できない。
以上のとおりであるので，本件発明１は，引用発明Ａ及び上記周知技術に基いて，当業者が
容易に発明をすることができたものであり，特許法第２９条第２項の規定により特許を受ける
ことができないものというべきである」。
(5)本件発明２と引用発明Ｂとの対比及び判断
「本件発明２と引用発明Ｂとを比較すると，上記(3)での検討内容を踏まえれば，両者は，
『つぎの事項により特定される被電力供給体。
ピックアップと，整流平滑回路と，定電圧回路と，負荷とを備えること
ピックアップは，コアに巻かれたピックアップコイルと，ピックアップコイルに並列接続さ
れた同調コンデンサを含み，一次導電路から発生する交番磁界に結合可能であること
ピックアップコイルのインダクタンスと同調コンデンサのキャパシタンスは，この並列回路
が一次導電路から発生する交番磁界の周波数に共振するように選定されること
整流平滑回路は，整流回路と，インダクタを含むこと
整流回路は，ピックアップコイルに発生する交流を整流すること
インダクタは，整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力させること
定電圧回路は，出力コンデンサと，電圧検出回路と，信号発生回路と，スイッチと，スイッ
チ制御回路を含むこと
出力コンデンサは，整流平滑回路の出力端間に接続され，整流平滑回路の出力によって出力
コンデンサが充電可能であること
負荷は，出力コンデンサの両端から電力供給を受けて動作すること
電圧検出回路は，出力コンデンサの電圧に対応した監視電圧信号を出力すること
信号発生回路は，基準電圧信号を発生すること
スイッチは，整流回路で整流された後の出力端間に接続されること
スイッチ制御回路は，監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，その比較結果に
応じてスイッチをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合を
大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化すること』
である点で一致し，次の点で相違する。
［相違点ａ］
被電力供給体に関し本件発明２が電動車両でありモータを含む負荷を備え一，，『』，『』，『
次導電路付きの軌道に沿って走行する』ものであり，かつ『モータは，当該電動車両を軌道，
に沿って走行させること』としているのに対し，引用発明Ｂは，かかる特定がなされていない
点。
［相違点ｂ］
整流回路に関し，本件発明２が『全波整流回路』であり，ピックアップコイルに発生する，
交流を『全波整流』するものであるのに対し，引用発明Ｂは『半波整流回路』であり，同交，
流を『半波整流』するものである点。
［相違点ｃ］
本件発明２が，定電圧回路に『ダイオード』を含むものであり『ダイオード』と出力コン，
デンサは，整流平滑回路の出力端に『直列』接続されるとしているのに対し，引用発明Ｂは，
かかるダイオードを備えていない点。
［相違点ｄ］
整流回路で整流された後の出力端間に接続されるスイッチに関し，本件発明２が『整流平，
滑回路』の出力端間，即ち『インダクタ』を介した後で出力コンデンサの直前の出力端間に，
，，『』，，『』接続されるものであるのに対し引用発明Ｂは整流回路の出力端間即ちインダクタ
を介する前の出力端間に接続されるものである点」。
(6)本件発明２と引用発明Ｂとの相違点についての判断
「上記の相違点について検討する。
・相違点ａについて
上記(4)の『相違点１について』での検討内容を踏まえれば，引用発明Ｂにおける被電力供
給体として，軌道に沿ってモータで走行させる電動車両を選定することにより，相違点ａに係
る本件発明２の構成とすることは，かかる選定に際し格別な技術的困難性が何等認められない
以上，当業者が容易に想到し得たものというべきである。
・相違点ｂないしｄについて
相違点ｂないしｄは，上記(3)の相違点２ないし４と実質的に同じである。
そうすると，上記(4)の『相違点２について』及び『相違点３及び４について』での検討内
容を踏まえれば，引用発明Ｂにおいて，相違点ｂないしｄに係る本件発明２の構成とすること
は，かかる構成とする上での格別な技術的困難性が何等認められない以上，当業者が容易に想
到し得えたものというべきであり，また，それにより格別な効果が奏されるともいえない。
そして，本件発明２の全体構成により奏される効果も，引用発明Ｂ及び上記周知技術から当
業者が予測し得る範囲内のものである。
以上のとおりであるので，本件発明２は，引用発明Ｂ及び上記周知技術に基いて，当業者が
容易に発明をすることができたものであり，特許法第２９条第２項の規定により特許を受ける
ことができないものというべきである」。
第３原告の主張（審決取消事由）の要点
審決は，本件発明１の進歩性の判断において，引用発明Ａの認定を誤ったことに
より本件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定を誤る（取消事由１）とともに，相
違点２についての判断を誤り（取消事由２，また，本件発明２の進歩性の判断に）
おいて，引用発明Ｂの認定を誤ったことにより本件発明２と引用発明Ｂとの一致点
の認定を誤る（取消事由３）とともに，相違点ｂについての判断を誤った（取消事
由４）結果，本件発明がいずれも引用例記載の発明及び周知技術に基づいて当業者
が容易に発明をすることができたとの誤った結論に至ったものであるから，取り消
されるべきである。
１取消事由１（本件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定の誤り）
(1)審決は，引用発明Ａを下記のとおり認定した上，この認定を前提として，本
件発明１と引用発明Ａとの一致点を認定した。
（審決の認定に係る引用発明Ａ）
「つぎの事項により特定される誘導的に結合される給電システム。
・給電線６８と，交流信号を生成する電源と，複数の遠隔配置負荷を備え，各遠隔配置負荷
に誘導電力を分配してこれら遠隔配置負荷を動作させる誘導的に結合される給電システムであ
ること
・給電線６８は，床内に設置されること
・交流信号を生成する電源は，給電線６８に３８ｋＨｚの交流電流を供給すること
・遠隔配置負荷は，共振タンク回路と，整流平滑回路と，出力電圧を所定レベルに調整する
回路と，電気負荷とを備えること
・共振タンク回路は，多重巻のピックアップコイル７０と，ピックアップコイル７０に並列
接続された並列コンデンサ７８，８０，８２を含み，給電線６８に誘導結合可能であること
・ピックアップコイル７０のインダクタンスと並列コンデンサ７８，８０，８２のキャパシ
タンスは，この並列回路が給電線６８に供給される交流電流の３８ｋＨｚに共振するように選
定されること
・整流平滑回路は，ショットキー・ダイオード８４の半波整流回路と，インダクタ８８を含
むこと
・半波整流回路は，ピックアップコイル７０に発生する交流を半波整流すること
・インダクタ８８は，半波整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力させること
・出力電圧を所定レベルに調整する回路は，コンデンサ１１８と，分圧器手段と，調整基準
電圧を生成する手段と，ＮチャンネルＦＥＴ９６と，ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段
を含むこと
・コンデンサ１１８は，整流平滑回路の出力端間に接続され，整流平滑回路の出力によって
コンデンサ１１８が充電可能であること
・電気負荷は，コンデンサ１１８の両端から電力供給を受けて動作すること
・分圧器手段は，コンデンサ１１８の電圧を分圧した分圧電圧を出力すること
・調整基準電圧を生成する手段は，調整基準電圧を発生すること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６は，半波整流回路の出力端間に接続されること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するととも
に，その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧電圧が
調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波整流回路の出力電
流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調整すること」
(2)しかしながら，審決の引用発明Ａの認定のうち，引用発明Ａが「Ｎチャンネ
ルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するとともに，
その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧
電圧が調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波
整流回路の出力電流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに
調整すること」により特定されるとした部分は誤りである。したがって，審決の本
件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定も，上記認定部分を前提として「スイッ，
チ制御回路は，監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，その比較結果
に応じてスイッチをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さいほどスイッチ
のオン割合を大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化する」との点で一致す
るとした部分に誤りがある。
すなわち，引用例に記載された発明（引用発明Ａ及び引用発明Ｂ。以下，併せて
「引用発明」という）は，航空機内の床下に設置された一次導電路と座席に設置。
されたピックアップコイルとの誘導結合の変化等によって共振回路の電圧が変化す
る場合においても，共振回路の電圧・電流を一定に維持することによって負荷電圧
を一定にすることを主要な技術課題とし，併せて，電流が流れている時にスイッチ
ングを行うことによって生じる電磁干渉（以下「ＥＭＩ」という）を回避するこ。
とをも技術課題とするものである。そして，引用発明は，このような技術課題を解
決するため，半波整流回路を用いて，ピックアップコイルに発生する交流電圧信号
を常に監視して，交流電圧が正から負に変わった際に毎回分路用のスイッチ（Ｎチ
ャンネルＦＥＴ９６）をオンし，当該交流電圧が負から正に変わった際に少し遅れ
て毎回同スイッチをオフするという動作を繰り返しているものであり，このような
スイッチ制御の結果，スイッチを含む負荷側に電流が流れない負の半波期間には，
共振回路で発生させた共振電流の流れを半波整流器によりブロックしているので，
オン操作されても共振回路は自由共振を継続し，常に一定値以上のピックアップコ
イル電圧を維持する（ピックアップコイル電圧が一定値であれば，ピックアップコ
イル電流も一定値を維持する）とともに，スイッチをオンするタイミングを，ピ。
ックアップコイルに発生する交流電圧が正から負に変わった際とすることによりＥ
ＭＩの発生をも回避しているのである。
このように，引用発明のスイッチング動作は，交流電圧の周期に同期してオン，
オフの動作を行う位相制御であって，審決の認定するような分圧電圧と調整基準電
圧の比較によりスイッチング動作を行うものではない。
(3)被告らは，引用例にＥＭＩ対策を必要としない発明が記載されているとか，
引用発明は負荷への供給電圧を一定に維持することを目的とする発明であると主張
する。
しかしながら，引用例において従来技術とされている米国特許４４２８０７８号
（乙第４号証）には，航空機の複数の座席に電力を供給するための非接触給電シス
（「」。），，テムの発明以下Ｋｕｏ発明というが開示されているところ引用例には
引用発明に係る「発明の背景」として，Ｋｕｏ発明は更に開発が進み，現在では定
電流源が含まれること，定電流源は，相互インダクタンス及び負荷が一定である場
合に限りピックアップコイル出力での電圧を一定に保持できるが，相互インダクタ
ンス及び負荷は変動する可能性があるために，ピックアップコイル出力での電圧の
変動を防止すべく「各ピックアップコイルの負荷を横断して電圧を一定に維持す，
るため，該コイル用に調整器を設置する必要」があるものの，直列通過式や分路調
整器等の従来の調整器では「容認しがたい電磁干渉（ＥＭＩ」が起こり，定電，）
流源が破壊される可能性があるとともに，過度に電力量が消費されるなど，非効率
となる傾向があることが指摘された上で「本発明の目的は，非接触給電システム，
の各負荷用に，低コストの調整器を提供することである」と記載されている（訳。
文２頁６∼末行。したがって，引用発明が，容認し難いＥＭＩと過度の電力消費）
を伴わない低コストの調整器を提供することを解決課題としたものであることは明
らかである。
そして，引用発明は，直列通過式や分路調整器等の従来の調整器に代わり，やは
り従来からの周知技術であるスイッチングレギュレータを採用した点に特徴があ
る。スイッチングレギュレータは，抵抗によるのではなく，スイッチングによって
電圧・電流を制御して調整するため，電力消費が少ないというメリットがあるが，
スイッチングが繰り返されるため，ＥＭＩが非常に大きいという欠点がある。そこ
で，引用発明は，そのスイッチングを開始する時期をスイッチに電流が流れない電
圧ゼロの期間に行うこととしてＥＭＩの発生を最小限に抑制し，スイッチングレギ
ュレータの欠点を克服したものと理解できるのであり，この点にこそ，引用発明の
重要な目的が存するのである。すなわち，引用発明は，非接触給電システムに電力
消費の少ないスイッチングレギュレータを採用するに当たって，従来の調整器の抱
えていた「電磁干渉」及びそれによる「定電流源の破壊」という課題を解消したス
イッチングレギュレータを提供する点において，初めて独自性が認められるもので
ある。
引用例には，被告らが摘記する「抵抗器９２およびコンデンサ９４は任意に設置
されるものであり，ＮチャンネルＦＥＴ９６が生成するＥＭＩが潜在的問題と考え
られない適用例では，回路から排除されることが好ましい（訳文７頁６∼８行）。」
との記載があるが，この記載において，任意に設置されるものとされているのが，
抵抗器９２及びコンデンサ９４（スナッバ・フィルタ手段）のみであることは明ら
かであって，ピックアップコイル出力電圧がゼロの期間にスイッチをオンとする構
成まで任意とする趣旨ではないし，そのように解する余地もない。すなわち，引用
例の「ＮチャンネルＦＥＴ９６はリード７４上の電位がゼロ交差点でのみ電流分路
を行うようＯＮ操作されるため，生じるＥＭＩは最小となる。半導体スイッチング
により生じるＲＦ騒音のほとんどを濾過排除するため，抵抗器９２およびコンデン
サ９４を任意に設けてもよい（訳文９頁３４∼３７行）との記載に照らし，引。」
用発明のスナッバ・フィルタは，ピックアップコイル出力電圧がゼロの期間にスイ
ッチをオンするという構成の下でＥＭＩが最小に抑制されていることを前提とした
上で，なおも生じ得るＥＭＩを抑制することによって，定電流源の破壊や航空電子
システムへの影響が生じる危険を完全に防止するために設けられるものであること
が明らかである。他方，スナッバ・フィルタがノイズ除去の過程で熱を発すること
は当業者に周知であって，電力消費の観点からも，安全性やコストの観点からも不
，「」必要であれば除外することが望ましいから回路から排除されることが好ましい
とされているのである。
なお，被告らは，引用例の特許請求の範囲の請求項１及び請求項１１に記載され
た発明は，ゼロ電圧検出手段を特定しないものであり，引用例がＥＭＩ対策を必要
，。としない発明を含むことは特許請求の範囲の記載からも明らかであると主張する
しかしながら，引用例につき，本件無効審判で判断されるべき事項は，本件発明の
回路構造やスイッチング構造が引用例に開示されているか（特段の思考を要さず実
施できる程度に技術の開示があるといえるか）否かであるところ，上記請求項１及
び請求項１１の記載は，回路の構成の体をなしておらず，むしろ，非接触給電に分
路の期間を変化させるスイッチングレギュレータを設けて分路による定電圧化を図
ったという点を抽象的にクレームしただけのものと解され，具体的な回路を開示し
たものではないというべきであり，特段の考慮を要さずに実施可能な程度の技術の
。，，開示があるといえるものではないしたがってこれらの請求項に接した当業者が
そこに記載された発明の意義を理解し，実施しようとすれば，引用例の明細書の部
分の記載によらなければならないが，当該部分の具体的な電気回路の説明と図面に
接した当業者が，請求項に限定がないからといって，明細書に開示された重要な技
術思想と関係することが明らかであるスイッチング方式を不要なものであると解す
ることなどあり得ない。
したがって，被告らの主張は失当である。
２取消事由２（本件発明１と引用発明Ａとの相違点２についての判断の誤り）
(1)審決は，本件発明１と引用発明Ａとの相違点２として「整流回路に関し，本
件発明１が『全波整流回路』であり，ピックアップコイルに発生する交流を『全，
波整流』するものであるのに対し，引用発明Ａは『半波整流回路』であり，同交，
流を『半波整流』するものである点」を認定したものの，当該相違点につき「整，
流回路を全波整流回路とするか半波整流回路とするかは，当業者が必要に応じて適
宜選択し得る設計的事項であるから，引用発明Ａにおいて，半波整流回路を全波整
流回路に改変することにより相違点２に係る本件発明１の構成とすることは，かか
る改変に際し格別な技術的困難性が何等認められない以上，当業者にとって容易で
あり，また，それにより格別な効果が奏されるともいえない」と判断した。。
，，，(2)しかしながら引用発明が共振回路の電圧・電流を一定に維持することと
ＥＭＩの発生を回避することとを技術課題とし，その解決のため，共振回路から負
荷側に電流が流れない，共振交流電圧の負の半波期間に分路用のスイッチをオンす
るものであること，すなわち，この期間は，共振回路で発生した共振電流の流れが
半波整流器によりブロックされているので，スイッチがオンであっても共振回路の
自由共振が継続でき，共振回路の電圧を一定値以上に維持することができるもので
あることは，上記１のとおりである。
したがって，引用発明において，半波整流回路を採用することが，発明の技術的
根幹をなすものであることは明白であり，審決が「整流回路を全波整流回路とす，
るか半波整流回路とするかは，当業者が必要に応じて適宜選択し得る設計的事項で
ある」とした上「引用発明Ａにおいて，半波整流回路を全波整流回路に改変する，
ことにより相違点２に係る本件発明１の構成とすることは，かかる改変に際し格別
な技術的困難性が何等認められない以上，当業者にとって容易であり，また，それ
により格別な効果が奏されるともいえない」と判断したことは，明らかに誤りで。
ある。
(3)被告らは，引用発明において，半波整流回路を採用することは発明の技術的
根幹をなすとの原告の主張が根拠を欠くと主張するが，その理由は，引用例にはＥ
ＭＩ対策を必要としない発明が含まれているとする点にあるから，被告らの上記主
張が失当であることは明らかである。
３取消事由３（本件発明２と引用発明Ｂとの一致点の認定の誤り）
(1)審決は，引用発明Ｂを下記のとおり認定した上，この認定を前提として，本
件発明２と引用発明Ｂとの一致点を認定した。
（審決の認定に係る引用発明Ｂ）
「つぎの事項により特定される遠隔配置負荷。
・共振タンク回路と，整流平滑回路と，出力電圧を所定レベルに調整する回路と，電気負荷
とを備えること
・共振タンク回路は，多重巻のピックアップコイル７０と，ピックアップコイル７０に並列
接続された並列コンデンサ７８，８０，８２を含み，給電線６８に誘導結合可能であること
・ピックアップコイル７０のインダクタンスと並列コンデンサ７８，８０，８２のキャパシ
タンスは，この並列回路が給電線６８に供給される交流電流の３８ｋＨｚに共振するように選
定されること
・整流平滑回路は，ショットキー・ダイオード８４の半波整流回路と，インダクタ８８を含
むこと
・半波整流回路は，ピックアップコイル７０に発生する交流を半波整流すること
・インダクタ８８は，半波整流回路の出力電流路に介在して平滑した直流を出力させること
・出力電圧を所定レベルに調整する回路は，コンデンサ１１８と，分圧器手段と，調整基準
電圧を生成する手段と，ＮチャンネルＦＥＴ９６と，ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段
を含むこと
・コンデンサ１１８は，整流平滑回路の出力端間に接続され，整流平滑回路の出力によって
コンデンサ１１８が充電可能であること
・電気負荷は，コンデンサ１１８の両端から電力供給を受けて動作すること
・分圧器手段は，コンデンサ１１８の電圧を分圧した分圧電圧を出力すること
・調整基準電圧を生成する手段は，調整基準電圧を発生すること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６は，半波整流回路の出力端間に接続されること
・ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するととも
に，その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧電圧が
調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波整流回路の出力電
流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調整すること」
(2)しかしながら，審決の引用発明Ｂの認定のうち，引用発明Ｂが「Ｎチャンネ
ルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するとともに，
その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧
電圧が調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波
整流回路の出力電流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに
調整すること」により特定されるとした部分は，上記１（取消事由１）のとおり誤
りである。したがって，審決の本件発明２と引用発明Ｂとの一致点の認定も，上記
認定部分を前提として「スイッチ制御回路は，監視電圧信号と基準電圧信号とを，
比較するとともに，その比較結果に応じてスイッチをオンオフ切替動作させ，負荷
の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合を大きくさせて出力コンデンサの電圧
を定電圧化する」との点で一致するとした部分に誤りがある。
４取消事由４（本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂについての判断の誤り）
(1)審決は，本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂとして「整流回路に関し，本
件発明２が『全波整流回路』であり，ピックアップコイルに発生する交流を『全，
波整流』するものであるのに対し，引用発明Ｂは『半波整流回路』であり，同交，
流を『半波整流』するものである点」を認定したものの，当該相違点につき，本件
発明１と引用発明Ａとの相違点２と実質的に同じであり，当該相違点２についての
検討内容を踏まえれば，引用発明Ｂにおいて，相違点ｂに係る本件発明２の構成と
することは，かかる構成とする上での格別な技術的困難性が認められず，当業者が
容易に想到し得えたものというべきであり，また，それにより格別な効果が奏され
るともいえないと判断した。
(2)本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂが，本件発明１と引用発明Ａとの相違
点２と実質的に同じであることはそのとおりであるが，審決の相違点２についての
判断が誤りであることは，上記２（取消事由２）のとおりであるから，その判断を
引用するに止まる審決の相違点ｂについての判断も誤りである。
第４被告らの反論の要点
１取消事由１（本件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定の誤り）に対し
(1)原告は，引用発明のスイッチング動作は，交流電圧の周期に同期してオン，
オフの動作を行う位相制御であって，審決の認定するような分圧電圧と調整基準電
圧の比較によりスイッチング動作を行うものではないと主張する。
しかしながら，引用例に「ＮチャンネルＦＥＴ９６はリード７４上の電位がゼロ
，。交差点でのみ電流分路を行うようＯＮ操作されるため生じるＥＭＩは最小となる
半導体スイッチングにより生じるＲＦ騒音のほとんどを濾過排除するため，抵抗器
９２およびコンデンサ９４を任意に設けてもよい（訳文９頁３４∼３７行）と。」
の記載があるとおり，交流電圧の周期に同期してオン，オフの動作を行うこと，す
なわち，交流電圧が正から負に変わるゼロ電圧を検出して，分路用のスイッチ（Ｎ
チャンネルＦＥＴ９６）をオンし，当該交流電圧が負から正に変わった際に少し遅
れて毎回同スイッチをオフするという動作を繰り返すことは，抵抗器９２及びコン
デンサ９４から成るスナッバ・フィルタ手段（訳文７頁３行）と並んでＥＭＩ対策
手段である。
しかるところ，引用例には「抵抗器９２およびコンデンサ９４は任意に設置され
るものであり，ＮチャンネルＦＥＴ９６が生成するＥＭＩが潜在的問題と考えられ
ない適用例では，回路から排除されることが好ましい（訳文７頁６∼８行）と。」
の記載があり，抵抗器９２及びコンデンサ９４（スナッバ・フィルタ手段）が取捨
任意であることが示されている。そうすると，ゼロ電圧検出手段も，スナッバ・フ
ィルタ手段と同様，ＥＭＩ対策手段である以上，ＥＭＩが潜在的問題と考えられな
い適用例では除去することができるものであり，除去した場合のスイッチのオン，
オフ切換操作は，比較器による制御手段のみにより，分圧電圧と調整電圧の比較結
果に基づいて行われることになるものである。
すなわち，引用例には，ＥＭＩ対策を必須とせず，ゼロ電圧検出手段を除いて，
分圧電圧と調整電圧の比較結果に基づいてスイッチのオン，オフ切換操作を行う発
明が実質的に記載されているといえるのであり審決はかかる発明を引用発明引，，（
用発明Ａ，引用発明Ｂ）として認定したものである。
なお，引用例の特許請求の範囲には，請求項５（訳文１０頁２６∼２７行）に，
スイッチをオンにするタイミングを「整流電流がほぼゼロ電圧レベルにある時」に
限定し，ゼロ電圧検出手段を特定した発明が記載されているが，請求項１（訳文１
０頁４∼１６行）及び請求項１１（訳文１１頁８∼２０行）に記載された発明は，
ゼロ電圧検出手段を特定しないものである。
したがって，引用例がＥＭＩ対策を必要としない発明を含むことは，特許請求の
範囲の記載からも明らかである。
(2)また，原告は，引用発明が，共振回路の電圧・電流を一定に維持することに
よって負荷電圧を一定にすることを主要な技術課題とするとも主張する。
しかしながら，引用発明は，ピックアップ回路出力上の直流電圧を所定レベルに
維持することを目的とするものであるところ，引用例でいう「ピックアップ回路」
には，ピックアップ回路結合の交流電流を整流し，生成された直流電流の濾波を行
って，直流電圧を生成する手段が含まれるものである。したがって，引用発明にお
けるピックアップ回路出力上の電圧とは，負荷への供給電圧のことである（ゆえに
直流電圧である。原告の上記主張は，このピックアップ回路出力上の電圧が，。）
あたかも共振回路の電圧（交流電圧）のことであるかのようにいうものであるが，
引用例には，共振回路の電圧・電流を一定に維持することに係る記載，示唆は全く
ない。
(3)以上のとおり，審決の引用発明Ａの認定に誤りはなく，これを前提とする本
件発明１と引用発明Ａの一致点の認定にも誤りはない。
２取消事由２（本件発明１と引用発明Ａとの相違点２についての判断の誤り）に
対し
原告は，引用発明において，半波整流回路を採用することが発明の技術的根幹で
あるとして，本件発明１と引用発明Ａとの相違点２につき「整流回路を全波整流回
路とするか半波整流回路とするかは，当業者が必要に応じて適宜選択し得る設計的
事項である」とした上「引用発明Ａにおいて，半波整流回路を全波整流回路に改，
変することにより相違点２に係る本件発明１の構成とすること」が，当業者にとっ
て容易であり，それにより格別な効果が奏されるものでもないとした審決の判断が
誤りであると主張する。
しかしながら，原告主張の根拠は，引用発明が，共振回路の電圧・電流を一定に
維持することと，ＥＭＩの発生を回避することの両者を技術課題とし，その解決の
ため，共振回路から負荷側に電流が流れない，共振交流電圧の負の半波期間に分路
用のスイッチをオンするものであるという点にあるところ，引用発明が共振回路の
電圧・電流を一定に維持することを技術課題とするとの主張が誤りであること，引
用例にはＥＭＩ対策を必要としない発明（引用発明）が含まれていることは，上記
１のとおりであるから，引用発明において，半波整流回路を採用することが発明の
技術的根幹であるとの主張が根拠を欠くことは明らかであり，これを前提として，
審決の相違点２についての判断が誤りであるとする主張は失当である。
３取消事由３（本件発明２と引用発明Ｂとの一致点の認定の誤り）に対し
原告は，引用発明Ｂが「ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と
調整基準電圧とを比較するとともに，その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９
６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧電圧が調整基準電圧より大きい場合にＮチャ
ンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波整流回路の出力電流を分路することによりコ
ンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調整すること」により特定されるとした審決
の認定が誤りであるとし，これを前提として審決の本件発明２と引用発明Ｂとの一
致点の認定が誤りであると主張する。
しかしながら，審決の引用発明Ｂの認定に誤りがないことは上記１のとおりであ
り，この認定を前提とする本件発明２と引用発明Ｂとの一致点の認定にも誤りはな
い。
４取消事由４（本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂについての判断の誤り）に
対し
原告は，本件発明１と引用発明Ａとの相違点２についての審決の判断が誤りであ
るから，その判断を引用する本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂについての判断
も誤りであると主張するが，審決の相違点２についての判断に誤りがないことは上
記２のとおりであり，したがって，相違点ｂについての判断にも誤りはない。
第５当裁判所の判断
１取消事由１（本件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定の誤り）について
(1)原告は，審決がした引用発明Ａの認定のうち，引用発明Ａが「Ｎチャンネル
ＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するとともに，そ
の比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧電
圧が調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波整
流回路の出力電流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調
整すること」により特定されるとした部分は誤りであるとし，このことを前提とし
て，審決の本件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定のうち「スイッチ制御回路，
は，監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，その比較結果に応じてス
イッチをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合
を大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化する」との点で一致するとした部
分に誤りがあると主張する。
すなわち，原告は，引用発明のスイッチング動作は，交流電圧の周期に同期して
オン，オフの動作を行う（交流電圧が正から負に変わった時に毎回分路用のスイッ
チ（ＮチャンネルＦＥＴ９６）をオンし，当該交流電圧が負から正に変わるのに少
し遅れて毎回同スイッチをオフする）位相制御であって，分圧電圧と調整基準電圧
の比較によりスイッチング動作を行うものではないと主張するものであり，当該主
張の根拠は，引用発明は，一次導電路とピックアップコイルとの誘導結合の変化等
によって共振回路の電圧が変化する場合においても，共振回路の電圧・電流を一定
，，に維持することによって負荷電圧を一定にすることを主要な技術課題とし併せて
電流が流れている時にスイッチングを行うことによって生じるＥＭＩを回避するこ
とをも技術課題とするものであるという点にある。
そこで，以下，引用例の記載事項について検討した上，審決の上記引用発明Ａの
認定及び本件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定のうちの上記部分の当否につき
検討する。
(2)引用例の記載事項
ア引用例には「発明の技術分野」及び「発明の背景」として，以下の記載が，
ある。
「発明の技術分野）本発明は，一般に給電線に誘導結合された複数の負荷への配電シ(ｱ)（
ステムに関し，より詳細には分散負荷の調整器に関する（訳文２頁３∼５頁）。」
「発明の背景）航空機を発注する航空会社は，製造業者に対し，乗客座席配置を含む(ｲ)（
多くのデザインオプションを指定することが多い。異なる座席配置，座席間スペースの提供で
生じる製造および在庫コストが重大な問題となり，特に各乗客に新しい個人的娯楽とサービス
設備を提供する次世代航空機において重要となる。デザイナは，このような航空機の各座席背
面に娯楽システムと乗客サービスシステムを設置する計画を立てている。その結果，航空会社
が指定するかもしれない各座席では，座席への電力供給のため，異なる長さの電力リードハー
ネスが要求されることが一般的となる。また，従来技術を使用して各座席に電力供給を行った
場合，その関連でコストおよび重量の面で不都合な点が生じ，ほとんどの旅客機では受け入れ
られない可能性がある。共通譲受米国特許第４４２８０７８号（Ｃ．Ｋｕｏ）に，各座席を
電源に有線接続するものに代わるものが開示されている。この特許では，航空機キャビン全体
の座席背面に配置される複数の多重巻ピックアップコイルに対して電力を供給する，所謂『無
線システム』が開示されている。より正確に記すれば，この技術は『非接触』給電システム，
である。なぜなら，電力が，航空機キャビン全体の座席ベースに配置される給電ループから，
直接電気接続を使うことなく，ピックアップコイルに誘導結合されるからである。この電力を
使い，座席設置の乗客娯楽およびサービスシステムが操作される。この無線システムにより，
座席は，個々の航空機が要求するような異なる配列においても移動が可能とされ，その際長さ
の異なる相互接続配線ハーネスを提供する心配もない。この特許で開示されていないのは，給
電線に誘導結合される各分配負荷における電圧調整の詳細である。上記特許記載の非接触給
電システムは更に開発が行われ，現在では，直列共振給電線を駆動する正確に制御された定電
。，，流源が含まれるピックアップコイルの相互インダクタンスが給電線内で直列に現れるため
定電流源は，相互インダクタンスおよび負荷が一定である限りにおいてのみ，ピックアップコ
イル出力での電圧を一定に保持することができる。一方，相互インダクタンスは，給電線とピ
，。，ックアップコイル間の距離に反比例しておりその距離も大幅に変動する可能性がある更に
娯楽・乗客サービスシステムにより各ピックアップコイルに加えられる電気負荷も，比較的広
範囲に変動することもありえる。これら可変パラメータが存在することから，各ピックアップ
コイルの負荷を横断して電圧を一定に保持するため，該コイル用に調整器を設置する必要があ
る。直列通過や分路調整器等の従来の調整器では，容認しがたい電磁干渉（ＥＭＩ）が起こ
り，また定電流源が破壊される可能性がある。更に，従来の調整器は，過度な電力量が消費さ
れ，一般に部品数も多く，コスト要素も受け入れがたいため，非効率となる傾向がある。上
述の問題に鑑み，本発明の目的は，非接触給電システムの各負荷用に，低コストの調整器を提
供することである。本発明の他の目的および利点は，添付図面と好適実施例の説明から明らか
になる（訳文２頁６∼末行）。」
上記各記載によれば，まず，引用発明は，給電線に誘導結合された複数の負荷へ
の配電システム，特に分散負荷の調整器に関する技術分野に属する発明であり，引
用発明の適用対象として「発明の背景」欄には，航空機キャビンの給電システム，
に関する記載があるが「発明の技術分野」欄の記載や，後述の特許請求の範囲の，
記載などに照らすと，当該技術分野の発明に係る代表的な実施例として航空機キャ
ビンの給電システムが取り上げられたものであり，引用発明の適用対象が上記航空
機の分野に限定されるものでないことは明らかである。
次に，上記「発明の背景」欄においては，航空機キャビンの給電システムの技術
的発展段階に関し，時系列的にＫｕｏ発明前，Ｋｕｏ発明，Ｋｕｏ発明後の３段階
に分け，①Ｋｕｏ発明前においては，異なる座席配置，座席間スペースで設置され
た座席への電力供給のため，異なる長さの電力リードハーネスが必要とされたが，
コスト及び重量の点で不都合が生じたこと，②Ｋｕｏ発明は，リードハーネスによ
る接続（有線接続）に代わり，電力が給電ループから，ピックアップコイルに誘導
結合される「非接触」給電システムの技術を開示したものであったが，給電線に誘
導結合される各分配負荷における電圧調整の詳細に関する開示がなかったこと，③
Ｋｕｏ発明後の更に開発の進められた非接触給電システムにおいては，正確に制御
された定電流源により給電線を駆動するものであるが，相互インダクタンス及び負
荷の変動により「ピックアップコイル出力での電圧（この文言の意義については」
後に改めて検討する）が変動することを防ぎ，当該出力電圧を一定に保持するた。
めには，調整器を設置する必要があるところ，直列通過や分路調整器等の従来の調
整器では，ＥＭＩの発生，定電流源の破壊並びに消費電力，部品数の多さ及びコス
トの面での非効率という課題があったことを指摘した上，引用発明の目的は「非，
接触給電システムの各負荷用に，低コストの調整器を提供すること」であるとして
いる。
すなわち，引用例は，Ｋｕｏ発明後の非接触給電システムにおける，従来の調整
器に係る問題点として挙げた上記の各点のうち，直接的には，コスト面での非効率
性の改善を引用発明の目的としていると解される。もっとも，上記のとおり，引用
例には，これと並んで，ＥＭＩの発生や定電流源の破壊等が従来の調整器に係る問
題点として摘示されており，また「本発明の他の目的および利点は，添付図面と，
好適実施例の説明から明らかになる」との記載があって，現に後述のとおり「好，
適実施例の説明」には，引用発明におけるＥＭＩ発生の防止の効果についての記載
もあるが，少なくとも，上記摘記に係る記載からは，ＥＭＩ対策が引用発明の目的
ないし必須の課題であることまでは読み取ることができない。
因みに，原告は，引用例の上記記載に係る「定電流源の破壊」がＥＭＩを原因と
して引き起こされるかのような主張をするが，引用例には「定電流源の破壊」の，
原因がＥＭＩであることを窺わせるような記載はなく，また「定電流源の破壊」，
は，例えば，過度の帰還インピーダンスの発生を原因として起こることなども考え
得るところであって，技術常識上，ＥＭＩ以外の原因は想定し得ないとすることも
できないから，この点についての原告の主張は失当である。
イ引用例には「発明の要約」及び「好適実施例の説明」として，以下の記載，
がある。
「発明の要約）ピックアップ回路に共振的かつ誘導的に結合される交流信号を生成す（ｱ）（
る電源を有する給電システムにおいて，ピックアップ回路出力上の直流電圧を所定レベルに調
整する装置が提供される。この装置には，次の手段が含まれる。ピックアップ回路出力に接続
され，所定レベルよりかなり低い調整基準電圧を生成する手段。ピックアップ回路出力に接続
され，直流電圧関数として変化し，直流電圧より低い比較電圧を生成するよう動作する分圧器
手段。調整基準電圧と比較電圧間の差関数として変化する信号を生成する比較器手段。比較器
手段からの信号を受信するよう接続され，ピックアップ回路を通って流れる電流が，その回路
内で循環し，信号関数として変化する期間は出力されないよう電流を分路させる分路手段。
分圧器手段は，可変分圧器ネットワークを備え，また比較電圧を調整し，それによりピックア
ップ回路出力上の直流電圧レベルを判定する手段を含む。更に，ピックアップ回路には，ピッ
クアップ回路結合の交流信号を整流し，それにより整流電流を生成する手段と整流電流の濾波
を行い，直流電圧を生成する手段が含まれる。分路手段は，比較器手段からの信号で判定
される期間，整流電流のショートを行うよう接続される半導体スイッチを備えることが好まし
い。交流信号は，ゼロ電圧レベルを通過し，ピーク正・負電圧レベル間で定期的に変化し，半
導体スイッチで整流信号がショートする期間は，一般に，交流信号がゼロ電圧レベルにあると
き開始される。半導体スイッチにより，ほぼゼロ電圧レベルで状態が変化するため，そのスイ
ッチングで，電磁干渉はほとんど起こらない。調整基準電圧の生成手段には，半導体電圧調整
器が備えられる。本発明の更なる態様によれば，ピックアップ回路出力上で，直流電圧を調
整する方法が提供される。この方法には，上記装置の機能に従い一般的に実施される工程が含
まれる（訳文３頁１∼２１行）。」
「好適実施例の説明）上述のように，航空機座席内設置の負荷に対して，電力と通信（ｲ)（
信号を分配するシステムが，共通譲受米国特許第４４２８０７８号に詳細に開示されている。
この特許に関して，ここで参照という形でその開示内容全体を具体的に記載する。本発明は，
前記参照の配電システムを更に発展させたものである。好適実施例では，本発明は，複数の遠
隔配置負荷，具体的には航空機キャビン内の乗客座席グループ内に設置の乗客娯楽・サービス
システムのそれぞれの貯蔵部分に加えられる電圧の調整提供を対象とする。乗客娯楽・サービ
スシステムが要する直流電力は，多重巻ピックアップコイルを通して提供される。このコイル
は，前記参照特許で開示されるように，給電線に近接して，各座席グループの基部に配置され
る。図１において，本発明による誘導結合配電システム１０が示されている。この配電シス
テムの第１構成要素は，この好適実施例において，周波数３８ｋＨｚの正弦波信号を生成する
正弦波発振器１２である。正弦波発振器１２は，その出力上に高調波が生成されるのを避ける
ため，比較的低い歪み率を有する。出力に高調波があると，航空機の通信システムの動作や他
の航空電子機器に対し，電磁干渉（ＥＭＩ）を起こす原因となる可能性がある。配電システム
，，，では方形波発生器や他の周期信号源等が使用できるが非正弦波波形に高調波が含まれると
結果的にＥＭＩが生じ，本適用では通常容認できるものではない（訳文３頁２７行∼４頁２。」
行）
「抵抗器９２およびコンデンサ９４は，スナッバ・フィルタとして調整器回路内で使用さ(ｳ)
れる。このスナッバ・フィルタにより，ＮチャンネルＦＥＴ９６が導電状態と非導電状態間で
スイッチングされる時に生成される無線周波数（ＲＦ）騒音が，ピックアップコイル７０から
給電線６８内に伝播返却されることはない。実際には，抵抗器９２およびコンデンサ９４は任
意に設置されるものであり，ＮチャンネルＦＥＴ９６が生成するＥＭＩが潜在的問題と考えら
れない適用例では，回路から排除されることが好ましい。しかし，航空機での使用では，調整
器回路内でのＥＭＩを減少させるため，適切なあらゆる予防措置が通常取られる。これは，航
空電子システム内で使用される通信機器および他の高感度電子装置の破壊を避けるためであ
る（訳文７頁３∼１１行）。」
「・・・調整器回路７２では，出力端子１２８，１３０を横断する電圧が調整される。こ(ｴ)
の電圧調整は，リード７４上での３８ｋＨｚ正弦波交流電位の各周期中の短期間，Ｎチャンネ
ルＦＥＴ９６を通る電流を分路することにより行われる。ＮチャンネルＦＥＴが電流分路を開
始するのは，リード７４上の電位がゼロ交差を通過し，波形の正側から負側に進む時のみであ
る。ＮチャンネルＦＥＴ９６が電流を分路する期間は，出力を所望の公称レベルに維持するよ
う制御される（訳文７頁１８∼２３行）。」
「ＮチャンネルＦＥＴ９６による各周期毎の電流分路が長いほど，調整器回路７２の直流(ｵ)
出力電圧が低くなることは明らかである（訳文７頁３６∼３７行）。」
「ＮチャンネルＦＥＴ９６が電流分路の役割を果たす時間は，電圧調整器１３８生成の電(ｶ)
圧に対して制御される。好適実施例では，電圧調整器１３８の出力は５Ｖ直流であるため，固
定抵抗器１２０，１２２および可変抵抗器１２４を備える電圧分圧器ネットワークの構成要素
は，所望の公称８Ｖ直流（または，他の適当な）出力電圧が出力端子１２８，１３０を横断し
現れる時，リード１３２上に公称５Ｖ直流を生成するよう選択および調整される。可変抵抗器
１２４により，比較的広範な範囲内，例えば，６∼１２Ｖ直流で，出力端子１２８，１３０上
での調整電圧の調整が可能となる。これは，調整電圧がリード１３２上の電圧分圧器ネットワ
ーク出力電圧に対し，制御されるからである。オペアンプ１３４は，リード１３２上で発生
の電圧と，リード１４２上の電圧調整器１３８からの電圧出力との比較を行う。リード１３２
接続のオペアンプ反転入力上の電位がリード１４２接続の非反転入力上の電圧より低い場合，
オペアンプ１３４は，正の出力電圧を生成する。オペアンプ１３４のフィードバック・ネット
ワークは，比較的高い値のフィードバック抵抗器１４６（好適実施例では，１メガオーム）を
備え，その入力インピーダンスがはるかに低いため，オペアンプ１３４のゲインが，比較的高
くなる。その出力電圧は，オペアンプの反転入力電位が非反転入力電位よりわずかに低い時で
も，＋Ｖｃｃに近くなる。オペアンプ１３４からの正出力電圧は，抵抗器１５６が電流を制限
し，リード１１０を通ってトランジスタ１０８のベースに加えられる。トランジスタ１０８の
ベースは，リード７６を通して接地されるエミッタより正側であるため，トランジスタ１０８
は飽和する。トランジスタ１０８が飽和すると，トランジスタ１０８のエミッタおよびＮチャ
ンネルＦＥＴ９６のゲートに接続されるリード１０６上の電位が，約ゼロ，または接地まで降
下する。ＮチャンネルＦＥＴ９６のゲートがトランジスタ１０８を通って接地されると，それ
『』，。はＯＦＦ状態に維持されリード８６からリード７６への正電流の流れがブロックされる
出力端子１２８上の電圧が所望の公称レベルを超えて上昇すると，出力端子１２８上の電圧
から派生するリード１３２の電圧も，リード１４２上の電圧調整器１３８からの電圧出力を超
。，。えて上昇するその結果オペアンプ１３４がほぼゼロの出力電圧レベルを有することになる
リード７４上の正弦波交流電位がゼロポイントを通り正から負に横切ると，トランジスタ１０
８ベースの電位が接地に対して負となり，その結果トランジスタ１０８が『ＯＦＦ操作』され
る。つまり，そのコレクタとエミッタ接合間での電流フローが停止する。リード１０６は抵抗
器１０４を通してリード１０２上の＋Ｖ電位に接続されるためＮチャンネルＦＥＴ９６がＯ，『
Ｎ操作』され，それによりリード８６からリード７６に正電流が分路され，出力端子１２８で
の直流電圧が減少する。出力端子１２８，１３０横断の電圧は所望のレベルに降下し，その結
果，オペアンプ１３４反転入力に接続されるリード１３２上の電位が，電圧調整器１３８から
の電位より低くなる。このような状態が起こると，オペアンプ１３４は，直ちに正電圧生成を
開始する。この正電圧はトランジスタ１０８のベースに加えられ，やがて抵抗器１１４を通っ
て提供される負電圧を超えることになる。抵抗器１１４の抵抗は，抵抗器１５６のおよそ５倍
に設定される。よって，リード７４上の正弦波交流電位がほとんど負の部分の期間でも，オペ
アンプ１３４からの正電流フローはトランジスタ１０８ベース上の電位を正に駆動することに
なる。ＮチャンネルＦＥＴ９６がリード８６からリード７６に正電流を伝えるのは，リード
，。７４上の正弦波波形が負から正に進む時つまり周期毎に一回のみであるのは明らかであろう
リード７４上の正弦波波形の正半分側の期間では，遅延ｔ３後トランジスタ１０８がＯＮ操作
される。この操作は，抵抗器１１４を通しトランジスタベースに伝えられるリード７４上の電
位，または抵抗器１５６を通りベースに達するオペアンプ１３４からの出力のどちらかにより
行われる。オペアンプ１３４が正出力を生成していない時，抵抗器１１４，１５６はリード７
４上に存在する正電位用に電圧分圧器回路として動作する。これにより，トランジスタ１０８
ベースがエミッタに対して正となることが保証される。このような状態により，トランジスタ
１０８は前述のように導電となり，それによりＮチャンネルＦＥＴ９６がリード８６からリー
ド７６への正電流フローを阻止することになる。ダイオード１００は，ＮチャンネルＦＥＴ
のドレイン上に現れる可能性がある負電流スパイクからＮチャンネルＦＥＴ９６およびトラン
ジスタ１０８を保護し，また騒音スパイクがトランジスタ１０８をＯＮ操作することを防ぐ。
コンデンサ１１２では正変化を記憶することにより，トランジスタ１０８のＯＦＦ操作に少し
遅延が与えられる。これによりリード７４上の電位がゼロポイントを通過し終えるまで，トラ
ンジスタがＯＦＦとならないことが保証される。またコンデンサ１１２では，遅延ｔ５（図３
参照）も与えられる。オペアンプ１３４のフィードバック・ネットワーク内コンデンサ１５
０では，オペアンプの出力が統合され，抵抗器１４４と共に，オペアンプからの出力信号に進
み位相シフトがわずかに与えられる。これにより整調器回路７２による電圧調整の安定性が向
上する。ダイオード１５４はリード１４８上に現れる可能性がある逆電位信号に対して電解コ
ンデンサ１５０を保護する。調整器回路７２は，給電線６８とピックアップコイル７０間の
誘導結合および出力端子１２８，１３０に接続されている負荷の両方に関して，比較的広範囲
の調整を行う。ＮチャンネルＦＥＴ９６による分路作用は，負荷に加えられる出力電圧を調整
，，。，するよう各波形の一部期間のみ行われ過度の電流分路による電力消費は起こらない更に
調整器回路７２は，前記のように，過度の負荷電流が引き込まれると短絡により出力電圧が降
下するため，短絡保護される。ＮチャンネルＦＥＴ９６はリード７４上の電位がゼロ交差点で
のみ電流分路を行うようＯＮ操作されるため，生じるＥＭＩは最小となる。半導体スイッチン
グにより生じるＲＦ騒音のほとんどを濾過排除するため，抵抗器９２およびコンデンサ９４を
任意に設けてもよい（訳文８頁１０行∼９頁３７行）。」
上記各記載のうち，まず「好適実施例」について見るに，(ｲ)∼(ｶ)の各記載及，
び第１∼第３図によれば，当該実施例は「航空機キャビン内の乗客座席グループ，
内に設置の乗客娯楽・サービスシステムのそれぞれの貯蔵部分に加えられる電圧の
調整提供を対象とする（上記(ｲ)）ものであり，その調整器回路７２が調整する」
電圧は「出力端子１２８，１３０を横断する電圧（上記(ｴ)，すなわち，当該，」）
調整器回路７２の出力電圧である。
そして，当該電圧調整は「ＮチャンネルＦＥＴ９６を通る電流を分路すること，
により行われる」ものであり（上記(ｴ)，具体的には，固定抵抗器１２０，１２）
２及び可変抵抗器１２４を備える電圧分圧器ネットワークが，出力端子１２８，１
３０間の出力電圧（調整器回路７２の出力電圧）が所望値（所定値。例えば８Ｖ）
であるときに，電圧調整器１３８の出力電圧（当該実施例では５Ｖ）と同一の５Ｖ
直流をリード１３２上に生成するように調整した上で，オペアンプ１３４が，上記
出力電圧の分圧電圧である「リード１３２上で発生の電圧」と「リード１４２上の
電圧調整器１３８からの電圧出力」とを比較し，分圧電圧が電圧調整器からの出力
電圧よりも低い場合（電圧分圧器ネットワークによる上記調整の結果に基づくもの
であり「調整器回路７２の出力電圧が所定値よりも低い場合」を意味する）に，。
は，オペアンプ１３４はＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＦＦ状態として電流の分路を
行わず出力電圧の分圧電圧が電圧調整器からの出力電圧を超えて上昇した場合同，（
様に「調整器回路７２の出力電圧が所定値を超えて上昇した場合」を意味する），。
には，オペアンプ１３４がＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ状態として電流の分路を
行い，それにより，調整器回路７２の出力電圧を低下させる（上記(ｶ)）というも
のである。
なお，当該実施例は，上記のとおり，航空機キャビンへの給電に係る電圧調整を
想定したものであるから，航空機の通信システム，その他の航空電子機器の動作に
影響を及ぼすＥＭＩの発生が容認できない例に関するものである（上記(ｲ)。そ）
，，，（）してＥＭＩの発生を防止するために当該実施例においては①給電側一次側
の発振器として，出力上にＥＭＩを起こす原因となる可能性がある高調波が生成さ
れることを避けるため，比較的低い歪み率を有する「正弦波発振器」を用い（上記
(ｲ)，②調整器回路内で抵抗器９２及びコンデンサ９４から成る「スナッバ・フ）
ィルタ」を使用して，ＮチャンネルＦＥＴ９６のスイッチング時に生成される無線
周波数（ＲＦ）騒音が，ピックアップコイル７０から給電線６８内に伝播返却され
ることを防ぐ手段を講じている（上記(ｳ)）ほか，③出力電圧の分圧電圧（リード
１３２上で発生する電圧）が電圧調整器からの出力電圧を超えた場合に，オペアン
プ１３４がＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ状態とするタイミングを，リード７４上
（），すなわち共振回路上の正弦波交流電位が正から負に変わるゼロポイント時とし
リード７４上の正弦波交流電位が再び負からゼロポイントを通過して正に変わるの
にやや遅れてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＦＦ状態として，出力電圧の分圧電圧が
電圧調整器からの出力電圧（すなわち，調整器回路７２の出力電圧）が所定値に下
がるまで，このスイッチング動作を継続するものとし，その結果，ＮチャンネルＦ
ＥＴ９６はリード７４上の電位がゼロ交差点でのみ電流分路を行うようＯＮ操作さ
れるため，生じるＥＭＩは最小となるものである（上記(ｴ)∼(ｶ)）ことが認められ
る。
また，上記(ｱ)の「発明の要約」には，おおむね「好適実施例」に沿って，当該
発明が「ピックアップ回路に共振的かつ誘導的に結合される交流信号を生成する電
源を有する給電システムにおいて，ピックアップ回路出力上の直流電圧を所定レベ
ルに調整する装置」であること，当該装置が，調整基準電圧生成手段（上記実施例
の電圧調整器１３８，比較電圧（同分圧電圧）生成手段，比較器手段（同オペア）
ンプ１３４，半導体スイッチを備えることが好ましい分路手段（同Ｎチャンネル）
ＦＥＴ９６を通る分路などを含むものであることなどが記載されているほか半），「
導体スイッチで整流信号がショートする期間は，一般に，交流信号がゼロ電圧レベ
ルにあるとき開始される。半導体スイッチにより，ほぼゼロ電圧レベルで状態が変
化するため，そのスイッチングで，電磁干渉はほとんど起こらない」との記載が。
ある。
ウ引用例の特許請求の範囲の請求項１，３∼５，１１の記載は以下のとおりで
ある。
(ｱ)請求項１（訳文１０頁４∼１６行）
「ピックアップ回路に共振的および誘導的に結合される交流信号を生成する電源を有する給電
システムにおいて，前記ピックアップ回路出力上で直流電圧を所定レベルに調整する装置であ
り，
(a)前記ピックアップ回路出力に接続され，前記所定レベルよりかなり低い調整基準電圧
を生成する手段と；
(b)前記ピックアップ回路出力に接続され，前記ピックアップ回路からの直流電圧出力関
数として変化し，前記直流電圧より低い比較電圧を生成する分圧器手段と；
(c)前記基準電圧と前記比較電圧間の差関数として変化する信号を生成する比較器手段と
；
(d)前記比較器手段からの信号を受信するよう接続され，前記信号の関数として交流信号
の周波数程でしかない低い周波数で変化する期間，電流が前記ピックアップ回路内で循環し，
出力されないように，前記ピックアップ回路を流れる電流を周期的に分路する手段とを備える
ことを特徴とする装置」。
(ｲ)請求項３（訳文１０頁２０∼２２行）
「前記ピックアップ回路が前記ピックアップ回路接続の交流信号を整流し，それにより整流電
流を生成する手段と，前記整流電流を濾波し，それにより直流電圧を生成する手段とを含むこ
とを特徴とする請求項１に記載の装置」。
(ｳ)請求項４（訳文１０頁２３∼２５行）
「前記分路手段が前記比較器手段からの信号で判定される期間，前記整流電流をショートさせ
るよう接続される半導体スイッチを備えることを特徴とする請求項３に記載の装置」。
(ｴ)請求項５（訳文１０頁２６∼２７行）
「前記半導体スイッチが前記整流電流をショートさせる期間は，前記整流電流がほぼゼロ電圧
レベルにある時に開始することを特徴とする請求項４に記載の装置」。
(ｵ)請求項１１（訳文１１頁８∼２０行）
「ピックアップ回路に共振的および誘導的に結合される交流信号を生成する電源を有する給電
システムにおいて，前記ピックアップ回路出力上で，直流電圧を所定レベルに調整する装置で
あり，
(a)前記ピックアップ回路出力に接続され，前記所定レベルよりかなり低い調整基準電圧
を生成する手段と；
(b)前記ピックアップ回路からの直流電圧出力の関数として変化し，前記直流電圧より低
い比較電圧を生成し，前記比較電圧を調整し，前記ピックアップ回路出力上の直流電圧レベル
を判定する手段を含む，可変電圧分圧器ネットワークと；
(c)前記調整基準電圧と前記比較電圧間の差関数として変化する信号を生成する比較器手
段と；
(d)前記比較器手段からの信号を受信するよう接続され，前記信号の関数として変化する
期間，電流が前記ピックアップ回路内で循環して出力されないように，前記ピックアップ回路
を流れる電流を分路する手段とを備えることを特徴とする装置」。
(3)引用例の上記各記載及び第１∼第３図によれば，まず，引用発明は，交流電
流を生成する共振回路のほか，交流電流を整流して直流電流を生成する手段を含む
「ピックアップ回路」の出力上で，直流電圧を所定レベルに調整維持することを目
的とするものであることが認められるなお上記発明の背景の記載中にはピ。，「」「
ックアップコイル出力での電圧」という文言があるが，引用例の他の部分（請求項
１１「発明の要約「好適実施例）の記載及び第２図の図示に照らし，引用発，」，」
明が上記ピックアップ回路出力上の直流電圧を所定レベルに調整することを目的と
するものであることは明らかであり，引用例には，共振回路の電圧・電流を一定に
維持する旨の記載は見当たらない。
次に，引用例の「発明の要約「好適実施例」及び請求項１１の各記載によれ」，
ば，引用例には，当該引用発明である調整器回路の出力電圧の分圧電圧（リード１
３２上で発生する電圧）と電圧調整器からの電圧出力とを比較し，当該分圧電圧が
電圧調整器からの出力電圧を超えた場合に，ＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ状態と
して電流の分路を行う発明，すなわち，分圧電圧と調整基準電圧との比較によりス
イッチング動作を行う発明が記載されていることが認められる。
もっとも「好適実施例」は，ＥＭＩの発生が容認できない例である航空機キャ，
ビンへの給電に係る電圧調整を想定したものであるから，給電側（一次側）の発振
器として「正弦波発振器」を用いること，及び調整器回路内で抵抗器９２及びコン
デンサ９４から成る「スナッバ・フィルタ」を使用することと並んで，ＥＭＩ対策
の一環として，出力電圧の分圧電圧が電圧調整器からの出力電圧を超えた場合のＮ
チャンネルＦＥＴ９６のスイッチング動作を，共振回路上の正弦波交流電位が正か
ら負に変わるゼロポイント時にＯＮにするものである。
しかしながら，引用例において，航空機キャビンの給電システムは，当該技術分
野の発明に係る代表的な実施例として取り上げられたものであり，引用発明がこれ
に限定されるものではないこと，引用例は，Ｋｕｏ発明後の非接触給電システムに
おける，従来の調整器に係る問題点として挙げた各点のうち，直接的にはコスト面
での非効率性の改善を引用発明の目的としているものと解されることは，上記(2)
のアのとおりである。また，上記(2)のイの引用例の「好適実施例の説明」の記載
中には，ＥＭＩ対策として採用された給電側の「正弦波発振器」の使用に関して，
「配電システムでは，方形波発生器や他の周期信号源等が使用できるが，非正弦波
波形に高調波が含まれると，結果的にＥＭＩが生じ，本適用では通常容認できるも
のではない（上記(2)のイの(ｲ)）との記載があって「本適用」以外の，ＥＭＩ。」，
が問題とならない「配電システム」では，方形波発生器や他の周期信号源等が使用
できることが示唆されていること，同様に，ＥＭＩ対策として採用された「スナッ
バ・フィルタ」に関しても「抵抗器９２およびコンデンサ９４は任意に設置され，
るものであり，ＮチャンネルＦＥＴ９６が生成するＥＭＩが潜在的問題と考えられ
ない適用例では，回路から排除されることが好ましい。しかし，航空機での使用で
は，調整器回路内でのＥＭＩを減少させるため，適切なあらゆる予防措置が通常取
られる（同(ｳ)）との記載があり，抵抗器９２及びコンデンサ９４（スナッバ・。」
フィルタ）は「調整器回路内でのＥＭＩを減少させるため，適切なあらゆる予防，
措置」が採られる「航空機での使用」であるからこそ組み込まれているものであっ
，「」。てＥＭＩが問題とならない適用例では必要とはされないことが示されている
そうであれば，これらと同じＥＭＩ対策として採用された，ＮチャンネルＦＥＴ９
６のスイッチング動作を，共振回路上の正弦波交流電位が正から負に変わるゼロポ
イント時にＯＮにすることも，ＥＭＩ対策が要求されない実施の形態では必要がな
いことは明らかであり，引用例の上記記載からは，このようなスイッチング動作を
交流電圧の周期に係らしめない発明も，十分に読み取ることができるものというべ
きである。
そして，ＮチャンネルＦＥＴ９６のスイッチングを交流電圧の周期に係らしめな
い発明においては，そのスイッチング動作は，出力電圧の分圧電圧（リード１３２
上で発生する電圧）と電圧調整器からの電圧出力とを比較し，当該分圧電圧が電圧
調整器からの出力電圧を超えた場合に，ＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ状態として
電流の分路を行うだけのものとなるから，かかる発明は，審決が，引用発明Ａにつ
いて認定した「ＮチャンネルＦＥＴ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電
圧とを比較するとともに，その比較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−
ＯＦＦ切替操作させ，分圧電圧が調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥ
Ｔ９６をＯＮ操作して半波整流回路の出力電流を分路することによりコンデンサ１
１８の電圧を所定レベルに調整すること」により特定されるものに他ならない。
そして，審決は，引用例の記載から，スイッチング動作を交流電圧の周期に係ら
しめない上記のような発明を引用発明Ａとして認定したものと解されるから，引用
発明Ａが上記のように特定されるとした審決の認定に誤りはない。
(4)引用例の「発明の背景」に係る「定電流源は，相互インダクタンスおよび負
荷が一定である限りにおいてのみ，ピックアップコイル出力での電圧を一定に保持
することができる（上記(2)のアの(ｲ)）との記載によれば，引用発明において，。」
負荷が変動すれば，ピックアップ回路出力上の直流電圧（上記「ピックアップコイ
ル出力での電圧」との文言をピックアップ回路出力上の直流電圧の趣旨と解すべき
ことは前述したとおりである）が変動することが認められるところ，負荷が小さ。
，，（）くなりその消費電力が減少すればピックアップ回路すなわち調整器回路７２
，。から取り出す電流が減る結果出力電圧が上昇することは技術常識上明らかである
そして，引用発明は，各ピックアップコイルの負荷を横断して電圧を一定に保持
するための該コイル用の調整器の発明であるところ「好適実施例」に係る「Ｎチ，
ャンネルＦＥＴ９６による各周期毎の電流分路が長いほど，調整器回路７２の直流
出力電圧が低くなることは明らかである（上記(2)のイの(ｵ)）との記載を併せ。」
考えれば，引用発明は，負荷の消費電力が小さいほど，スイッチのＯＮ割合を大き
くさせ，電流分路の時間を長くして，出力電圧を一定化するものであることが認め
られる。
したがって，審決が，上記イの引用発明Ａの認定を前提として「スイッチ制御，
回路は，監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，その比較結果に応じ
てスイッチをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン
割合を大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化すること」をもって，本件発
明１と引用発明Ａとの一致点と認定したことに誤りはない。
(5)なお，審決には，上記のとおり，原告（審判被請求人）の主張に対する判断
として「本件特許明細書（甲第１５号証（判決注：本訴甲第１５号証。本件特許，
に係る掲載公報）参照）の段落【００３３】には『出力負荷（１４１１６）によ，
る消費電力が小さい場合，スイッチ（１４１１３）のオン割合が大きくなることに
よって，ピックアップコイル（１４１１１）に生じる交流電圧・電流が減少する。
ピックアップコイル（１４１１１）に流れる交流電流が減少すると，この交流電流
の誘導作用により一次導電路に帰還するインピーダンスが小さくなる』と記載さ。
れている。本件特許明細書の上記記載を踏まえれば，負荷の消費電力が小さいほ
どスイッチのオン割合を大きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化する引用発
明Ａにおいても，スイッチのオン割合が大きくなることによって，ピックアップコ
イルに生じる交流電流が減少することになり，この交流電流の誘導作用により一次
導電路に帰還するインピーダンスが小さくなるといわざるをえないから，被請求人
の主張する上記と同様の効果を奏するものと解される（２０頁６∼１８行）と。」
の記載があるところ，本件においては，引用例に記載された発明に関し，軽負荷時
にピックアップコイルに生じる交流電流（共振回路の循環電流。共振電流）が減少
するか否かについて，複数のシミュレーション解析の報告書等（甲第２，第３２，
第４５号証。なお，甲第３４，第３９号証は，負荷の変動と共振電圧の増減との関
係に係るもので，共振電流の増減を直接対比するものではない）が提出されてお。
り，これらには，重負荷時と軽負荷時とで共振電流にさほどの変化はないことが示
されている。
しかしながら，これらのうち，甲第２，第３２号証は，いずれも引用例の第２図
記載の回路を対象としたものであり，当該回路は「好適実施例」に係るものであ，
って，ＮチャンネルＦＥＴ９６のスイッチング動作を，出力電圧の分圧電圧（リー
ド１３２上で発生する電圧）と電圧調整器からの電圧出力との比較結果に加えて，
交流電圧の周期に係らしめるものであるから，審決の認定した引用発明Ａとは異な
る発明についてのものである。他方，甲第４５号証は，引用例の第２図記載の回路
から「ゼロ電圧検出手段」と「スナッバ・フィルタ」を除去した回路を対象とす，
るものであって，審決の認定した引用発明Ａの構成を備えるものであり，したがっ
て，同号証に係る，重負荷時と軽負荷時とで共振電流がほぼ一定であるとの解析結
，，果が正しいとすれば審決の上記記載に係る判断は誤りであるということになるが
仮にそうであるとしても，審決の認定した引用発明Ａは，本件発明１そのものでは
なく，本件発明１との間には，なお，相違点１∼４に係る構成上の相違を有するの
であるから，本件発明１と同じ効果を奏しなかったとしても，審決の引用発明Ａの
認定，ひいては本件発明１と引用発明Ａとの一致点の認定に誤りがあるということ
はできない。
(6)以上のとおり，取消事由１の主張は理由がない。
２取消事由２（本件発明１と引用発明Ａとの相違点２についての判断の誤り）に
ついて
原告は，本件発明１と引用発明Ａとの相違点２につき，審決がした「整流回路を
全波整流回路とするか半波整流回路とするかは，当業者が必要に応じて適宜選択し
得る設計的事項であるから，引用発明Ａにおいて，半波整流回路を全波整流回路に
改変することにより相違点２に係る本件発明１の構成とすることは，かかる改変に
際し格別な技術的困難性が何等認められない以上，当業者にとって容易であり，ま
，。」，たそれにより格別な効果が奏されるともいえないとの判断が誤りであるとし
その理由として，引用発明は，共振回路の電圧・電流を一定に維持することと，Ｅ
ＭＩの発生を回避することの両者を技術課題とし，その解決のため，共振回路から
負荷側に電流が流れない，共振交流電圧の負の半波期間に分路用のスイッチをオン
するものであるから，引用発明において，半波整流回路を採用することは発明の技
術的根幹であると主張する。
しかしながら，引用例には，そこに記載された発明について，共振回路の電圧・
電流を一定に維持する旨の記載は見当たらないこと，また，審決が認定した引用発
明Ａは，引用例に記載された発明のうち，ＥＭＩ対策が必要とされない実施態様の
ものであることは上記３のとおりであり，したがって，原告が，引用発明の技術課
題であるとして主張するところは，引用発明Ａについてはいずれも誤りである。そ
うすると，当該技術課題の存在を前提として，引用発明において，半波整流回路を
採用することは発明の技術的根幹であるとの原告の主張も，引用発明Ａについては
誤りであるといわざるを得ないから，審決の相違点２についての判断には，原告主
張の誤りはない。
したがって，取消事由２の主張は理由がない。
３取消事由３（本件発明２と引用発明Ｂとの一致点の認定の誤り）について
原告は，審決がした引用発明Ｂの認定のうち，引用発明Ｂが「ＮチャンネルＦＥ
Ｔ９６を制御する手段は，分圧電圧と調整基準電圧とを比較するとともに，その比
較結果に応じてＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ−ＯＦＦ切替操作させ，分圧電圧が
調整基準電圧より大きい場合にＮチャンネルＦＥＴ９６をＯＮ操作して半波整流回
路の出力電流を分路することによりコンデンサ１１８の電圧を所定レベルに調整す
ること」により特定されるとした部分は誤りであるとし，このことを前提として，
審決の本件発明２と引用発明Ｂとの一致点の認定のうち「スイッチ制御回路は，，
監視電圧信号と基準電圧信号とを比較するとともに，その比較結果に応じてスイッ
チをオンオフ切替動作させ，負荷の消費電力が小さいほどスイッチのオン割合を大
きくさせて出力コンデンサの電圧を定電圧化する」との点で一致するとした部分に
誤りがあると主張する。そして，原告が，審決がした引用発明Ｂの認定のうち上記
部分が誤りであるとする理由は，取消事由１において主張したとおりである（取消
事由１において，引用発明Ａと引用発明Ｂとを併せた「引用発明」につき主張して
いる。。）
しかしながら，審決のした引用発明Ｂの認定に誤りがないことは，取消事由１に
おいて，引用発明Ａについて認定説示したところと同様であり，そうすると，審決
がした本件発明２と引用発明Ｂとの一致点の認定にも誤りはない。
したがって，取消事由３の主張は理由がない。
４取消事由４（本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂについての判断の誤り）に
ついて
原告は，本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂにつき，審決が，本件発明１と引
用発明Ａとの相違点２と実質的に同じであり，当該相違点２についての検討内容を
，，，踏まえれば引用発明Ｂにおいて相違点ｂに係る本件発明２の構成とすることは
かかる構成とする上での格別な技術的困難性が認められず，当業者が容易に想到し
得えたものというべきであり，また，それにより格別な効果が奏されるともいえな
いと判断したことに対し，審決の相違点２についての判断が誤りであるから，その
判断を引用するに止まる審決の相違点ｂについての判断も誤りであると主張する。
しかしながら，原告の，引用発明は，共振回路の電圧・電流を一定に維持するこ
とと，ＥＭＩの発生を回避することの両者を技術課題とし，その解決のため，共振
回路から負荷側に電流が流れない，共振交流電圧の負の半波期間に分路用のスイッ
チをオンするものであるから，引用発明において，半波整流回路を採用することは
発明の技術的根幹であるとする主張が引用発明Ａについて誤りであり，本件発明１
と引用発明Ａとの相違点２につき「整流回路を全波整流回路とするか半波整流回，
路とするかは，当業者が必要に応じて適宜選択し得る設計的事項であるから，引用
発明Ａにおいて，半波整流回路を全波整流回路に改変することにより相違点２に係
る本件発明１の構成とすることは，かかる改変に際し格別な技術的困難性が何等認
められない以上，当業者にとって容易であり，また，それにより格別な効果が奏さ
れるともいえない」とした判断に，原告主張の誤りがないことは，上記２のとお。
りである。そうすると，本件発明１と引用発明Ａとの相違点２と実質的に同じであ
る本件発明２と引用発明Ｂとの相違点ｂ（このことについては争いがない）につ。
いても，同様に，審決がした判断には原告主張の誤りはないというべきである。
したがって，取消事由４の主張は理由がない。
５結論
以上によれば，原告の主張はすべて理由がなく，原告の請求は棄却されるべきで
ある。
知的財産高等裁判所第４部
裁判長裁判官
田中信義
裁判官
杜下弘記
裁判官石原直樹は転補につき署名押印することができない。
裁判長裁判官
田中信義

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